[0018] 以下是本发明的具体实施步骤并结合附图，同时对本发明的技术方案进行进一步的阐述，但本发明并不限于以下施例。
[0019] 针对传统F类功放谐波控制网络技术上的不足，申请人对现有的技术进行总结，发现传统的F类功率放大器采用在功放管的漏极进行谐波控制，并且其仅仅是利用阻抗变换线进行谐波控制，而阻抗变换线的高Q值特性往往极大的限制了功率放大器的工作带宽。这显然违背了当下通讯技术要求功率放大器具有宽带特性的应用需求。因而，如何解决F类功率放大器的带宽和谐波控制之间的矛盾变成了一个难点。
[0020] 参见图2，所示为传统F类功放在漏极端的谐波控制网络，利用串接的三条阻抗变换线进行谐波控制，其中，微带线TL1用于二次谐波控制，微带线TL2和TL3共同用于三次谐波的控制。根据阻抗变换理论，可以得到谐波控制网络的输入阻抗的公式为:
[0021]
[0022] 由上述公式可以看出，现有技术中F类功放只能针对单一频点进行谐波控制，使得所设计的F类功放的带宽无法得到拓展。而二次谐波对放大器的带宽是影响最大的，为此，深入研究了TL1的阻值变化对输入阻抗的影响。参见图6，所示为TL1的阻值变化的输入阻抗频域图，可以看出当Z1的值取的越小，Zin的值就越小(即越靠近短路点)。同时我们从图6中可以看出Z1的值取的越小其曲线越平坦，说明在一定频率范围内Zin的值都比较小(即可以近似的认为保持短路的状态)。
[0023] 通过对上述公式的理论计算，我们可以得出一个结论，当Z1值越小，我们可以在一段频率范围内二次谐波(f＝2f0)的阻抗值处在史密斯原图的短路点附近。在实际电路设计中，微带线TL1起保护直流电源防止基波信号进入偏置电路对直流电源造成干扰，因此TL1的值无法进行调节，必须是一个固定值。根据上述理论，本发明设计了一个新的谐波控制网络，参见图3，通过增加补偿线TL4，使Z1＝ZTL1//ZTL4，变相地减小了Z1的值，从而达到拓展带宽的目的。
[0024] 通常情况下，在基站发射机中，信号传输到功放时由于各种信号的干扰存在各种谐波，这些谐波中二次谐波和三次谐波对于基波信号的干扰最严重，二次谐波对F类功放的带宽影响很大，因此在拓展F类功放的带宽时，一般只考虑二次谐波的控制。但三次谐波的存在在一定程度上也会影响放大器的带宽。为了进一步拓展带宽，本发明同时考虑了三次谐波的影响。将现有技术谐波控制网络中TL2改为调谐线，由微带线TL4和TL2共同调谐TL3，来控制三次谐波。
[0025] 虽然采用图3电路结构的谐波控制网络，通过调谐微带线TL4和TL2能够达到抑制二次谐波和三次谐波的目的，但其也存在一个技术缺陷，图3电路结构中，微带线TL1有可能会使得交流信号泄漏，存在一定的功率泄露的问题。为了克服上述技术缺陷，本发明对图3进行了进一步改进，得到了如图4所示的结构。参见图4，其中与图3相比，TL1采用λ/8的开路微带线来替换λ/4短路线。在传统F类功率放大器的谐波控制网络中一般采用λ/4短路线，但申请人通过研究发现，在图4的电路结构中采用λ/8开路微带线，因为开路微带线没有接地端，所以信号不会从接地端流出，这样就可以有效地解决功率泄露的问题同时也能有效控制二次谐波。具体原理如下，根据公式：
[0026]
[0027] 当f＝2f0时，微带线TL1的阻抗值为零，说明λ/8开路微带线也能控制二次谐波。
[0028] 另外需要指出的是，在传统F类功放设计中，一般性地认为在功率放大器输出端连接谐波控制网络就能控制传输信号的谐波，从而提高功放的效率。然而本发明在实际设计中发现谐波信号在晶体管前端就已经存在，现有技术通常采用在输出端设置谐波控制网络对经过晶体管放大后的谐波信号进行控制。而本发明另辟蹊径，采用两级谐波控制网络，在现有技术的基础上增加前项谐波控制网络来控制信号在发射机传输过程中产生的谐波，最终实现高效率的目的。
[0029] 参见图5，所示为本发明设计的前项谐波控制网络，其中微带线TL1和TL2为调谐微带线。而微带线TL3与两段调谐微带线共同控制二次谐波，而微带线TL4则与调谐微带线TL1和TL2共同控制三次谐波。
[0030] 为了解决现有技术的不足，本发明将图4电路结构的后项谐波控制网络和图5电路结构的前项谐波控制网络应用于F类功率放大器。参见图1，所示为本发明一种基于新型谐波控制网络的F类功率放大器电路结构图，包括晶体管、前项谐波控制网络、偏置电路、后项谐波控制网络、输入基波匹配电路和输出基波匹配电路。
[0031] 其中，前项谐波控制网络位于栅极偏置电路和输入基波匹配电路之间，后项谐波控制网络位于漏极偏置电路和输出基波匹配电路之间；输入和输出基波匹配电路分别是晶体管栅极和漏极进行阻抗匹配得到的，目的是尽可能的减小信号进入电路后的反射；偏置电路分别在晶体管的漏极和栅极提供直流电压来维持晶体管的正常工作，同时保证晶体管偏置在B类或者AB类。
[0032] 前项谐波控制网络进一步包括第一微带线T1、第二微带线T2、第三微带线T3和第四微带线T4，其中，第一微带线T1的一端与输入基波匹配电路的输出端相连接，第一微带线T1的另一端与第二微带线T2的一端、第三微带线T3的一端和第四微带线T4的一端相连接，第二微带线T2的另一端与晶体管的栅极相连接并与栅极偏置电路相连接；第三微带线T3的另一端和第四微带线T4的另一端开路。
[0033] 在前项谐波控制网络电路结构中，第三微带线T3采用λ/8开路微带线，第四微带线T4采用λ/12开路微带线，第一微带线T1和第二微带线T2采用调谐微带线，微带线T3与两段调谐微带线T1和T2共同控制二次谐波，微带线T4则与调谐微带线T1和T2共同控制三次谐波。
[0034] 后项谐波控制网络进一步包括第五微带线T5、第六微带线T6、第七微带线T7和第八微带线T8，其中，第五微带线T5的一端与晶体管的漏极相连接，第五微带线T5的另一端与第六微带线T6的一端和第七微带线T7的一端相连接并共同与漏极偏置电路相连接，第六微带线T6的另一端与第八微带线T8的一端相连接共同与输出基波匹配电路的输入端相连接；第七微带线T7的另一端和第八微带线T8的另一端开路。
[0035] 在后项谐波控制网络电路结构中，第七微带线T7采用λ/8开路微带线，第八微带线T8采用λ/12开路微带线，第五微带线T5和第六微带线T6采用调谐微带线，微带线T7与两段调谐微带线T5和T6共同控制二次谐波，微带线T8则与调谐微带线T5和T6共同控制三次谐波。
[0036] 采用上述技术方案，由于在输入基波匹配电路和栅极偏置电路之间增加了一个前项谐波控制网络，从而能够在功率放大器前端进行谐波控制，达到提高功率放大器效率的目的。同时，对前项和后项谐波控制网络进行优化，在传统的F类功放的基础上增加了调谐微带线，从而达到扩展带宽的目的。
[0037] 在一种优选实施方式中，所述的F类功率放大器偏置在AB类或者B类且采用晶体管实现。
[0038] 本发明还公开了一种基于新型谐波控制网络的F类功率放大器的实现方法，截图通过以下步骤进行设计和实现：
[0039] 步骤一：首先设计一个偏置在B类或者AB类功率放大器，并进行输入和输出匹配；
[0040] 步骤二：将前项和后项谐波控制网络添加到整体电路结构中；
[0041] 步骤三：通过计算确定微带线的物理长度和宽度，并通过轻微调整调谐微带线的特性阻抗可以扩大整个功率放大器的带宽实现高效率宽带的目的。
[0042] 步骤四：将经过优化的原理图导出形成版图，在进行版图原理图联合仿真，如果得到的仿真结果良好，则可以进行最后的加工；如果得到的仿真结果达不到预期，则需要在进行原理图优化。
[0043] 相对现有技术，本发明的技术方案通过改进传统F类功率放大器的谐波控制网络，通过增加前项谐波控制网络和调谐微带线，使得功放在保持高效率的同时，拓展了带宽。参见图7，所示为本发明对电路进行ADS仿真的结果图，由仿真结果可以看出，在1.7‐2.7GHz的频段内其效率可以达到65％以上，同时在1.8‐2.5GHz的频段内其效率可以达到75％以上，远远高于基站所用的功放效率(现有技术中基站功放效率一般在50％左右)。
[0044] 以上实施步骤只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
