[0028] 下面将结合附图，对本实用新型的优选实施例进行详细的描述。
[0029] 参见图1，所示为本实用新型实施例的基于椭圆低通滤波匹配网络的超宽高效逆F类功率放大器结构示意图,包括栅极直流偏置网络10、漏极直流偏置网络20、输入端阻抗匹配网络30、功率放大晶体管40和输出端阻抗匹配网络50，其中，栅极直流偏置网络10用于提供功率放大晶体管40工作所需的栅极偏置电压；漏极直流偏置网络20用于提供功率放大晶体管40工作所需的漏极偏置电压；输入端阻抗匹配网络30包括微带线、隔直电容以及RC并联电路；输出端阻抗匹配网络50包括谐波控制网络51和椭圆低通滤波匹配网络52，其中，谐波控制网络51选取通带外的两个频率点进行二次谐波控制；椭圆低通滤波匹配网络52基于一个六阶切比雪夫低通滤波器改进得到，在工作频带外产生两个传输零点，实现基波阻抗到二次谐波阻抗的转换。
[0030] 参见图2，所示为本实用新型中栅极直流偏置网络10和输入端阻抗匹配网络30拓扑结构图，栅极直流偏置网络10包括微带线TL8和第一去耦电容Cbypass，其中微带线TL8的一端与输入端阻抗匹配网络30连接，微带线TL8的另一端与第一去耦电容Cbypass的一端连接，第一去耦电容的Cbypass另一端接地。
[0031] 输入信号通过输入端阻抗匹配网络30进入功率放大晶体管40的栅极，而且50欧姆的输入阻抗通过输入端阻抗匹配网络30匹配到功率放大晶体管40栅极的最佳源阻抗进而提高整体电路工作时的效率。输入端阻抗匹配网络30由微带线TL1、TL2、TL3、TL4、TL5、TL6、TL7、TL9和隔直电容C1组成。微带线TL1的一端作为信号的输入端口，微带线TL1的另一端与隔直电容C1的一端相连，隔直电容C1的另一端与微带线TL2的一端相连，微带线TL2的另一端与微带线TL3、TL4的一端相连，微带线TL3的另一端保持开路，微带线TL4的另一端与微带线TL5、TL6的一端相连，微带线TL5的另一端保持开路，微带线TL6的另一端与RC并联电路的一端相连，RC并联电路的另一端与微带线TL7、TL9的一端相连，微带线TL7的另一端保持开路，微带线TL9的另一端与功率放大晶体管40的栅极相连。输入信号经过上述输入端阻抗匹配网络30进入功率放大晶体管40的栅极。另外，输入阻抗通过输入端阻抗匹配网络30匹配到功放管栅极的最佳源阻抗，进而提高整体电路工作时的性能。
[0032] 参见图3，所示为本实用新型中漏极直流偏置网络20和输出端阻抗匹配网络50拓扑结构图,漏极直流偏置网络20包括微带线T11、T12和第二去耦电容Cbypass，其中微带线T11的一端与谐波控制网络51连接，并联于谐波控制网络51中，微带线T11的另一端与微带线T12的一端连接，微带线T12的另一端与第二去耦电容Cbypass连接。
[0033] 谐波控制网络51包括微带线TL10、TL13、TL14和TL15，其中，微带线TL10的一端作为输出端阻抗匹配网络50的输入端与功率放大晶体管40的漏极相连，TL10的另一端与微带线TL13的一端相连，微带线TL13的另一端与微带线TL14、TL15的一端相连，微带线TL14、TL15的另一端保持开路。
[0034] 椭圆低通滤波匹配网络52包括微带线TL16、TL17、TL18、TL19、TL20、TL21、TL22、TL23、TL24和隔直电容C3，其中，微带线TL16的一端作为椭圆低通滤波匹配网络52的输入端与谐波控制网络51的输出端相连，微带线TL16的另一端与微带线TL17、TL19的一端相连，微带线TL17的另一端与微带线TL18的一端相连，微带线TL18的另一端保持开路，微带线TL19的另一端与微带线TL20、TL22的一端相连，微带线TL20的另一端与微带线TL21的一端相连，微带线TL21的另一端保持开路，微带线TL22的另一端与微带线TL23的一端相连，微带线TL23的另一端与隔直电容C3的一端相连，隔直电容C3的另一端与特征阻抗为50欧姆的微带线TL24相连，信号由此输出。
[0035] 参见图4，所示为本实用新型中输出端阻抗匹配网络50的模块化示意图，由谐波控制网络51和椭圆低通滤波匹配网络52组成。谐波控制网络51由微带线TL10、TL13、TL14和TL15组成，其中TL10的一端作为输出端阻抗匹配网络50的输入端与功率放大晶体管40的漏极相连，TL10的另一端与微带线TL13的一端相连，微带线TL13的另一端与微带线TL14、TL15的一端相连，微带线TL14、TL15的另一端保持开路。其中微带线TL14、TL15的电长度为λ/4，它们将在两个选定的二次谐波频点对信号进行抑制。该谐波控制网络51的输入阻抗ZOMN的计算公式为：
[0036]
[0037]
[0038] 其中Z10、Z13、Z14和Z15分别为微带线TL10、TL13、TL14和TL15的特征阻抗，θ10、θ13、θ14和θ15分别为微带线TL10、TL13、TL14和TL15的电长度，而ZLPR为椭圆低通滤波匹配网络52的输入阻抗，其值等于最佳基波阻抗的实部。经过负载牵引可以确定最佳负载阻抗ZOMN的值为23+j*10.6欧姆。
[0039] 另外，椭圆低通滤波匹配网络52的设计步骤如下：首先根据所需的阻抗转换比设计如图5所示的六阶切比雪夫低通滤波器，然后将电容C1和电容C2转化为电容和电感的串联电路从而在工作频带附近产生两个传输零点。而转化得到的电容C4、C5和电感L7、L8的计算公式如下所示：
[0040]
[0041]
[0042]
[0043]
[0044] 其中fTZ1和fTZ2是选定的两个传输零点对应的频率点，fH为截止频率点。到此可以得到一个改进的椭圆低通滤波匹配网络52，该网络不仅可以提供阻抗在基频高端到二次谐波频段低端的快速转换，还起到了将50欧姆的负载阻抗变换到最佳基波阻抗的实部的功能。最后还要用微带线替代电容和电感，微带线的特征阻抗和电长度可以由下列公式计算得到：
[0045]
[0046]
[0047] 其中lL和lC分别表示替换电感和电容的微带线长度，ZL和ZC分别表示替换电感和电容的微带线的特征阻抗，β和vp分别表示微带线的传播常数和相速度，L和C分别表示所以替换的电感值和电容值。
[0048] 参见图6，所示为本实用新型在设计功率放大器时的阻抗的设计空间示意图。本实用新型通过在电压和电流波形表达式中引入更多的自由设计因子拓展了阻抗的设计空间，拓展后的电压和电流波形表达式如下所示：
[0049]
[0050]
[0051] 其中vDC表示功率放大器的漏极偏置电压，iMAX表示晶体管的最大漏极电流，A、B、δ和γ是引入的自由设计因子。通过拓展后的电压和电流波形表达式可以得到基波、二次谐波和三次谐波导纳的表达式：
[0052]
[0053] Y2＝δ(A‑B)+jγ(δ‑A‑B) (12)
[0054] Y3＝∞ (13)
[0055] 参见图7，所示为本实用新型输出端阻抗匹配网络50的阻抗轨迹仿真结果示意图。从图中可以看出仿真结果与图6展示的阻抗理论设计空间相符合，达到预期目标。
[0056] 参见图8是本实用新型一种超宽带高效率逆F类功率放大器的整体电路图，与图2和图3中各微带线、电容和电阻位置和连接关系对应，不再赘述。
[0057] 参见图9，所示为本实用新型一种基于椭圆低通滤波匹配网络52的超宽带高效率逆F类功率放大器经过模拟和测量得到漏极效率、输出功率和增益结果图。从结果可以看出，所设计的功率放大器的工作带宽为0.7‑3.7GHz(136％)，覆盖了3.3‑3.6GHz的5G商用频段，漏极效率在60.7‑73.4％之间，饱和输出功率大于41dBm，增益在11‑12.7dB之间，展现出了优异的性能指标。
[0058] 最后说明的是，以上优选实施例仅用以说明本实用新型的技术方案而非限制，尽管通过上述优选实施例已经对本实用新型进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其做出各种各样的改变，而不偏离本实用新型权利要求书所限定的范围。
