[0023] 以下是本实用新型的具体实施例并结合附图，对本实用新型的技术方案作进一步的描述，但本实用新型并不限于这些实施例。
[0024] 针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中跨倍频程的超宽带功率放大器的结构进行了深入的研究。申请人发现现有技术中大多宽带功率放大器无法在倍频程之外的带宽内取得良好的性能，即使是连续性B/J功放也无法忽略基波阻抗和高次谐波阻抗值不同的问题。为了克服现有技术的缺陷，本申请提供的一种基于电抗性谐波网络的超宽带功率放大器，低次谐波实现波形整形，提高工作效率。在更高次谐波使用电抗性谐波控制网络，使高次谐波阻抗等效于基波阻抗，更好地控制了输出端的高次谐波，避免了功率放大器跨倍频程的谐波阻抗不同现象，拓展功放的工作带宽。
[0025] 参见图1，所示为本实用新型的目标频段0.5～2.5GHz内，基波与谐波重叠问题的示意图。对所选晶体管CGH40010F漏极分别在频点0.5、1、1.5、2、2.5GHz下进行负载牵引，得到各自最优阻抗为26.9+j*23.6、26.1+j*11.1、21.2+j*7.9、19.6+j*16.8、13.8+j*7.2，接下来的谐波控制电路结构就需要对五个频点下基波阻抗和各次谐波阻抗进行变换。
[0026] 参见图2，所示为本实用新型基于电抗性谐波网络的超宽带功率放大器的结构图，包括输入匹配电路、低次谐波控制网络、高次谐波电阻负载控制网络、基波输出匹配电路，其中，输入匹配电路，将晶体管源牵引得到的最佳阻抗匹配到50欧姆的输入负载端口；低次谐波控制网络，利用四分之一波长线的阻抗变换特性，通过各谐波频率下四分之一波长线，使二次谐波短路，三次谐波开路，提高功放的效率；高次电抗性谐波控制网络，利用并联短截线与电阻R，变换高次谐波的电抗值，补偿其电阻值；基波输出匹配电路，将晶体管负载牵引得到的最佳阻抗匹配到50欧姆的输出负载端口。
[0027] 参见图3，所示为本实用新型低次谐波控制网络的结构示意图，低次谐波控制网络包括两段十二分之一波长的第一传输线TL1、TL2，一段六分之一波长的第三传输线TL3，以及一段四分之一波长的第四传输线TL4，所述第一传输线TL1的一端与功率放大器的输出端相连接，所述第一传输线TL1的另一端与所述第二传输线TL2的一端和所述第三传输线TL3的一端相连接，所述第二传输线TL2的另一端开路；所述第三传输线TL3的另一端与所述第四传输线TL4的一端相连接，所述第四传输线TL4的另一端接地。
[0028] 谐波控制网络主要是利用了四分之一波长线(90°)从短路到开路的阻抗变换特性，在各自谐波频率下通过串并联传输线，实现晶体管输出端二次谐波短路，三次谐波开路的波形整形，输出电流波形为半正弦波，而输出电压波形为方波，且它的电压电流波形相位相差180°，重叠部分最小，以此降低功率损耗，提高功放的漏极效率。
[0029] 第二传输线TL2为基波的十二分之波长，相当于是三次谐波下的四分之一波长线，在其一端是三次谐波开路，经过阻抗变换TL2的另一端A是短路；同理，第四传输线TL4为基波的四分之一波长线，相当于二次谐波下的两段四分之波长线，在其一端是二次谐波短路，经过二次阻抗变换TL4的另一端B是短路；经过第一传输线TL1、第三传输线TL3后使得二次谐波短路，三次谐波开路，完成对基波的低次谐波控制。具体，传输线阻抗计算公式如下：
[0030]
[0031]
[0032]
[0033]
[0034]
[0035] 参见图4，所示为本实用新型高次电抗性谐波网络的结构示意图，高次电抗性谐波网络包括一段串联第五传输线TL5，一段并联的第六传输线TL6以及阻抗变换电阻R，所述第五传输线TL5与低次谐波控制网络相连接，所述第五传输线TL5的另一端与所述第六传输线TL6的一端和阻抗变换电阻R的一端相连接，所述第六传输线TL6的另一端开路；所述阻抗变换电阻R的另一端与所述基波输出匹配电路的一端相连接。
[0036] 本实用新型中的高次电抗性谐波网络主要目的是将基波产生的高次谐波阻抗值变换到与基波下相同频率的近似阻抗值，因此第六传输线TL6是用来抵消高次谐波电抗，使其电抗趋近于基波的点抗值。第五传输线TL5建立两个谐波网络的无耗传输匹配。在设计时，使用分立的并联电容调整高次谐波的电抗，并在实际的仿真中转化为第六传输线TL6，消除寄生效应。
[0037] 转化方法如下式计算微带线的物理长度：
[0038]
[0039]
[0040] 式(6)(7)中ωc是所设计匹配网络的中心频率，λ是中心频率下的波长，ZOL和ZOC分别为高、低特征阻抗。
[0041] C点的高次谐波阻抗需要通过纯电抗变换来实现与基波阻抗值的等效。由于电阻在电路中会产生巨大的损耗，为了保证在高频下的特性，实用新型中使用六段的切比雪夫阻抗变换器替代电阻R。
[0042] 低次谐波网络与高次谐波网络之间的匹配可以用ABCD矩阵列出，传递矩阵K：
[0043]
[0044] 其中θ为微带线TL5的电长度，阻抗值均为50Ω归一化值。
[0045] 为了使两个谐波网络之间的匹配无耗，通过对K矩阵建立无耗关系式|A|2+|C|2＝1,得到了微带线TL5阻抗值与ZB、ZC、Z5的关系：
[0046]
[0047] 由此可以通过过渡微带线TL5，实现两谐波控制网络的传递，完成其间的匹配。
[0048] 本实用新型所设计的匹配网路使用了宽带匹配技术，简化实频法是对匹配电路建立散射参数网络，对传输功率增益进行迭代优化。在频段内选取了五个点的基波阻抗，进行匹配电路的优化设计。
[0049] 参见图5、6，所示为本实用新型基于电抗性谐波网络的超宽带功率放大器在ADS中仿真结果图，所设计的功率放大器在0.5-2.8GHz五倍倍频的频段内，在输入功率为30dBm的条件下，输出功率在40-42.8dBm范围内，且漏极效率在63.8-70.2％，增益有10-12dB，展示出了良好的性能指标。
[0050] 在一种优选实施方式中，功率放大器采用Cree公司的GaN HEMT CGH40010F晶体管实现。
[0051] 在一种优选实施方式中，输入匹配电路与晶体管之间设有栅极偏置电路，其偏压为-2.7V。
[0052] 在一种优选实施方式中，低次谐波控制网络与高次谐波电阻负载控制网络之间设有漏极偏置电路，其偏压为28V。
[0053] 本实用新型提出的基于电抗性谐波网络的超宽带功率放大器，采用如下设计方法，参见图7所示，具体包括如下步骤：
[0054] 步骤S1：对晶体管的栅极，在中心频率下进行源牵引获得最优阻抗，在Smith圆图上进行输入匹配电路的设计，实现从输入端口到晶体管栅极阻抗的共轭匹配；
[0055] 步骤S2：对晶体管的漏极进行负载牵引，分别得到二三次谐波，高次谐波频率下的最优阻抗；
[0056] 步骤S3：利用串并联短截线，设计低次谐波控制网络，使二次谐波短路，三次谐波开路，使得电压电流波形重叠变小，完成二三次谐波波形整形，不仅降低损耗，提高效率且解决了与高次谐波的重叠问题；
[0057] 步骤S4：设计高次电抗性谐波网络，通过一并联短截线与一段阻抗变换器分别对高次谐波的电抗与电阻进行变换，将高次谐波的阻抗变换到与基波阻抗大小相近，解决功放跨倍频程谐波与基波的重叠问题；
[0058] 步骤S5：设计过渡无耗网络，使信号无损耗的在两个谐波网络之间传输。
[0059] 步骤S6：设计基波输出匹配，使用简化实频技术，在宽频带内使基波阻抗和高次谐波的阻抗同时匹配到负载端口，实现宽带匹配。
[0060] 采用上述技术方案，先是通过传统F类谐波控制网络对二三次谐波进行控制，波形整理提高效率，且避免了二三次谐波与更高次谐波重叠的问题。再通过电抗性谐波网络，将更高次谐波的阻抗变换与基波阻抗近似，共同实现匹配。解决了功放跨倍频程的问题，拓展带宽。
[0061] 以上实施例的说明只是用于帮助理解本实用新型的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以对本实用新型进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本实用新型权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
