[0056] 以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。
[0057] 针对现有技术存在的缺陷，申请人在研究中发现，J类功率放大器的设计过程中，首先要确定晶体管的输出阻抗，目前主要依赖于耗时的源/负载牵引计过程测量或仿真，非常繁琐耗时，从而使设计方法比较繁琐。因此，现有技术J类功率放大器的输出阻抗设计没有一个简便而又系统的设计方法，也没有任何通用的设计匹配网络的方法。
[0058] 为了克服现有技术的缺陷，本发明一种基于紧凑型输出匹配网络的宽带高效J类功率放大器实现方法，参见图16，所示为步骤流程图，具体通过如下步骤实现：
[0059] 步骤S1：根据晶体管的出厂参数，通过计算确定设计所需的输出阻抗；本发明中，采用GaN HEMT晶体管，其输出阻抗计算方法采用双端口网络进行推导。
[0060] 参见图3，所示为放大器的输出双端口网络。双端口网络的电流和电压之间的关系为：
[0061]
[0062] 根据双端口网络参数的相互转换，输出匹配网络的传输矩阵[A]可以表示为：
[0063]
[0064]
[0065]
[0066]
[0067] 假设输出匹配网络为无损耗双端口网络，其S参数矩阵[S]表示为：
[0068]
[0069] 根据互易双端口网络的特点，公式可以写成：
[0070]
[0071] 将公式(11)代入(6)、(7)、(8)、(9)得
[0072]
[0073]
[0074]
[0075]
[0076] 因此，晶体管的输出阻抗为：
[0077]
[0078] 其中，S22，S21和θ21均是用于描绘输出匹配网络双端口网络的参数；S22表示端口1匹配时，端口2的反射系数；
[0079] S21表示端口2匹配时，端口1到端口2的正向传输系数；
[0080] θ21表示S21的相位部分；
[0081] 现有技术中，传输矩阵[A]的参数与[S]矩阵的参数是相互独立的，两个矩阵可以相互转换，但是传输矩阵的参数ABCD与[S]矩阵的每个参数都有关系(参见公式(6)(7)(8)(9))。本发明通过研究发现，经过一系列公式的推导，传输矩阵的参数ABCD可以仅有参数S22和S21的相位θ21表示，从而大大降低了晶体管输出阻抗的计算过程，可以直接由S22和S21的相位θ21计算出来，不需要再进行测量。相对于现有技术晶体管的输出阻抗通常采用实际测量或软件测量的方式，本发明提出的输出阻抗计算方法，大大简化了设计过程。
[0082] 在一种优选实施方式，通过使用本发明的输出阻抗计算方法进行各频点下晶体管输出阻抗的计算时，首先，在生产厂家提供的晶体管数据手册中查表可得出各频点下的S22和S21的相位θ21值，如晶体管CGH40010F，通过查表可得2GHz频点下S22＝0.365∠-150.99°，θ21＝55.59°，将其代入上述公式，可计算出输出阻抗为24.92+j7.61Ω；1GHz频点下S22＝0.305∠-136.05°，θ21＝82.82°，可计算出输出阻抗为29.1+j16.45Ω；3GHz频点下S22＝0.433∠-162.64°，θ21＝33.06°，可计算出输出阻抗为18.27+j0.81Ω。以次类推。参见图4，所示为采用Load-pull系统仿真测得的1-3GHz频带内的晶体管输出阻抗最优区域，其中，轮廓内部区域的输出功率>41dBm，效率>60％。可以明显看出，通过上述公式计算出的各频点下的输出阻抗均在Load-pull系统仿真测得的最优区域中，表1所示为通过公式计算出的各频点下最优输出阻抗及Load-pull系统仿真测得最优输入阻抗参数，根据确定的输入阻抗和输出阻抗值，进行输入输出匹配电路的设计。
[0083] 表1
[0084]
[0085] 步骤S2：根据得到的输出阻抗采用L型低通匹配网络模型设计输出匹配网络，其设计方法如图7所示。L型匹配电路中电容通常采用集总元件，但集总元件谐振频率为单点频率，对带宽限制严重。为了增大Class-J放大器的带宽，匹配网络中的并联接地电容由开路扇形微带传输线代替，用来吸收晶体管的输出寄生电容，使得晶体管输出寄生电容对电路带宽性能影响降至最低，提出的输出匹配网络以及输出匹配网络的阻抗轨迹如图5所示。漏极偏置电路中四分之一波长传输线使得输出端二次谐波短路，最大简化输出端匹配网络，复杂的匹配网络不可避免地导致基波频率延迟增加，降低带宽性能。因此，具有较低基波频率延迟的匹配网络对于带宽的扩展以及效率的提高是很有帮助的。图5中黑色实线轨迹是输出匹配网络的阻抗轨迹。显然，输出匹配网络阻抗位于基波阻抗轮廓之内。因此，在带宽中实现了输出设计目标。
[0086] 步骤S3：采用基于切比雪夫滤波器模型设计输入匹配网络，以进一步提高放大器的带宽。切比雪夫低通匹配网络的工作带宽较宽，n阶切比雪夫低通原型如图6所示。选取在工作频带中心频点的阻抗，负载阻抗与所要匹配的阻抗实部比值即为阻抗变换比，那么就确定了切比雪夫结构的阶数，由工作带宽得到带宽因子，然后确定所需的低通原型的参数。根据公式(17)(18)将低通原型转换为由电容电感容易构成的LC低通滤波电路，根据对放大器的阻抗分析，对LC低通滤波电路进行优化，满足工作带宽内的基波阻抗和各次谐波的阻抗匹配。最后将LC低通匹配网络转换为容易实现的微带线，满足实际的电路制作要求，根据工作带宽的中心频率将理想的集总元件变换为传输线结构，相应传输线的长度由式(19)和式(20)近似得到，将LC低通匹配网络转换为微带阻抗匹配网络方法如图7所示。滤波器结构被广泛用于设计宽带匹配网络，CGH40010F的输入阻抗的实部在2GHz处接近7Ω，如表1所示。建议使用7：1切比雪夫阻抗转换器实现50Ω的实部匹配。图8显示了提出的基于切比雪夫滤波器的宽带输入匹配网络，以及史密斯圆图上的匹配轨迹。很明显，通过阻抗转换器可以实现从50到7Ω的输入匹配。
[0087]
[0088]
[0089]
[0090]
[0091] 其中，ω0＝2πf0，ωc是截止频率，λL和λC分别为高、低阻抗传输线的导波波长，ZL和ZC分别是高、低阻抗传输线的特性阻抗。
[0092] 采用上述技术方案，本发明提出一种新型的输出阻抗计算方法，改进输入输出匹配网络设计方法，使得J类放大器的设计更加简便，且更好地增强带宽和效率性能。
[0093] 参见图9，为采用本发明提出的方法设计的Class-J功率放大器的完整电路原理图，包括紧凑型输出匹配网络、GaN HEMT晶体管、基于切比雪夫低通滤波器原型的输入匹配网络，其中，
[0094] 输入信号经输入匹配网络、GaN HEMT晶体管和输出匹配网络将信号输出给负载。
[0095] 所述输入匹配网络是基于切比雪夫低通滤波器模型设计的，由多段阻抗及长短不一的微带线级联而成，即由多个LC网络级联而成；
[0096] 所述晶体管为GaN HEMT晶体管；
[0097] 所述输出匹配网络为LC低通匹配网络，使用开路扇形微带传输线代替并联接地电容器，更好地增强带宽性能；
[0098] 所述J类放大器负载阻抗为50欧。
[0099] 为了验证提出的带宽增强方法，使用10W Cree CGH40010F GaN HEMT器件设计了基于提出的策略的新型Class-J功率放大器。采用ADS软件基于供应商提供的器件大信号模型进行仿真。功率放大器偏置在VGS＝-2.7V和VDS＝28V。通过计算得到最佳阻抗和设计参数，如表1所示。最终所设计的Class-J PA完整电路原理图如图9所示。
[0100] 为了验证所提出的放大器的工作状态，频带中不同频率的仿真漏极电压和电流波形如图10所示。这些波形表明在这些频率下实现了所提出的Class-J操作模式。
[0101] 为论证提出的放大器设计方法的实用性，在厚度为30mil，介电常数为3.66的Rogers RO4350B基板上实现宽带Class-J PA，损耗角正切为0.0037。最终制造的放大器电路如图11所示。
[0102] 设计的放大器测量和仿真的小信号S参数如图12所示。在1.0-3.0GHz带宽内小信号增益S21均高于12dB。
[0103] 图13绘制了从1.0-3.0GHz每个频点的仿真和测量的漏极效率，输出功率和增益。PA工作点为2-dB压缩点。在1.0-3.0GHz(相对带宽100％)的带宽内，漏极效率在55％以上，输出功率在40-42.6dBm之间，且增益超过10dB。
[0104] 通过在8dB PAPR 5MHz WCDMA信号下测试相邻信道功率比(ACPR)来进行线性度评估，如图14所示。Class-J PA在1.0-3.0GHz之间的ACPR为-24.1和-32.4dBc之间。图15显示出了在调制信号下的2GHz处测量的ACPR。PA在较低和较高频带处的ACPR分别为-31.4和-31.2dBc。
[0105] 相对现有技术，本发明通过采用一种新型的晶体管输出阻抗计算方法，改进传统J类放大器的输入输出匹配网络，增强了J类放大器的效率和带宽，使其在更宽的带宽内有效地放大信号。
[0106] 以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
