[0038] 下面将结合附图，对本实用新型的优选实施例进行详细的描述。
[0039] 参见图1，所示为本实用新型实施例的低功耗高瞬态响应无片外电容低压差线性稳压器结构示意图,图4为对应的电路图，包括直接驱动型误差放大器10，N型功率输出级20、自适应阻抗瞬态增强电路30和补偿电容40，其中，
[0040] 直接驱动型误差放大器10包括两个输入端，该两个输入端分别直接连接参考电压与N型功率输出级20中的电阻形成的反馈电压节点，其输出端连接到N型功率调整级的控制端，根据输出电压的反馈电压与参考电压之间的电压差驱动N型功率调整级；
[0041] N型功率输出级20，其输入端直接连接直接驱动型误差放大器10的输出端，其输出端为整个线性稳压器的输出端；
[0042] 自适应阻抗瞬态增强电路30，其输入端直接连接直接驱动型误差放大器10内NMOS电流镜的栅端，其输出端直接连接N型功率输出级20的输出端，；
[0043] 补偿电容40，其输入端直接连接N型功率输出级20的电阻形成的反馈电压节点，其输出端直接连接N型功率输出级20的输入端，与N型功率输出级20的反馈电阻电路构成补偿网络。
[0044] 直接驱动型误差放大器10采用差分输入、推挽输出结构，推挽输出结构产生轨对轨的电压信号。
[0045] 直接驱动型误差放大器10采用改进的OTA架构，其在传统OTA架构基础上，将其电流镜改进为非线性电流镜，在二极管接法的MOS负载上并联了交叉耦合对。
[0046] 直接驱动型误差放大器10包括1个参考电压Vref，2个偏置电压Vb、Vp，8个PMOS管：M4～M7、M11～M14，5个NMOS管：M1～M3、M8、M9，其中M1构成NMOS尾电流源，M2、M3构成NMOS差分对管，M4～M7、M11、M12构成非线性电流镜，M13、M14构成交叉耦合对，当电路处于静止状态时，所有MOS管工作在饱和态，当负载发生变化时，M3的栅压发生变化，其中M4和M5将工作在线性区，实现电流镜电流传输比的非线性化，其他MOS管仍处于饱和区；
[0047] M1栅端接偏置电压Vb，M2栅端接反馈电压Vfb，M3栅端接参考电压Vref，M11、M12栅端接偏置电压Vp，M1、M8、M9源端接地端，M4‑M7、M13、M14源端接直流电源阳极VDD，M1漏端与M2、M3源端相连，M2漏端与M11漏端、M4栅端、M6栅端、M14栅端相连，M3漏端与M12漏端、M5栅端、M7栅端、M13栅端相连，M4漏端与M11源端、M13漏端相连，M5漏端与M12源端、M14漏端相连，M6漏端与M8栅端、漏端相连，M7漏端与M9漏端相连。
[0048] N型功率输出级20包括1个NMOS功率调整管M10，2个多晶硅电阻R1、R2，三者共同构成了NMOS共漏放大器，在轻载时，M10工作在亚阈值区，在重载时，M10工作在饱和区。NMOS功率调整管M10的栅端为N型功率输出级20的控制端或输入端，M10的漏端接直流电源阳极VDD，源端与电阻R1的上端相连，构成输出电压节点Vo，电阻R1的下端与电阻R2的上端相连，构成反馈电压节点Vfb，电阻R2的下端接地端。
[0049] 自适应阻抗瞬态增强电路30由NMOS泄流管M15构成，其输入接入与线性稳压器输出电压变化趋势相反的电压信号。NMOS泄流管M15以及与直接驱动型误差放大器10共用的自适应偏置电路构成，自适应偏置电路由电流镜与采用二极管接法的晶体管直接连接构成，当负载由重载跳变至轻载时，直接驱动型误差放大器10会产生变大的电流，该电流被电流镜复制，并流入采用二极管接法的晶体管，该晶体管为了适应增大的电流，其栅源电压被动增大，为泄流管NMOS产生大的偏置，增加泄流管的电流，从而起到改善瞬态响应的能力。
[0050] 自适应阻抗瞬态增强电路30具体连接关系为：NMOS泄流管M15的栅端接自适应偏置电路的输出端，M15的源端接地端，漏端接N型功率输出级20的输出电压节点Vo，其中，自适应偏置电路由直接驱动型误差放大器10中的M4、M6、M8、M11构成。
[0051] 补偿电容40基于密勒补偿的原理，用于稳定电路，均衡过冲电压和过充恢复时间。补偿电容40Cc的阳极接直接驱动型误差放大器10的输出端，阴极接N型功率输出级20的反馈电压节点Vo。
[0052] 本实用新型中的直接驱动型误差放大器10和N型功率输出级20，当电路处于工作静止状态时，直接驱动型误差放大器10与N型功率输出级20构成负反馈，在直接驱动型误差放大器10的作用下，直接驱动型误差放大器10两个输入端将构成虚短，由于其一端接固定电压Vref，因此反馈电阻R1、R2之间的节点电压也等于该电压值。在分压作用下，输出电压为[0053]
[0054] 当负载发生变化时，本实用新型LDO会做出响应调整。负载极端变化可分为两类，即轻载跳变重载与重载跳变轻载。当轻载跳变重载时，由于输出电流突然变大，会出现输出电压下降的现象，即出现了欠冲，此时，直接驱动型误差放大器10负端电压也下降，其输出电压增大，功率调整管NMOS的栅压增加，输出电流增加，输出电压恢复。重载跳变轻载的现象与此相对，会出现过充现象。
[0055] 以下是本实用新型基于130nm CMOS工艺，设计的低功耗高瞬态响应无片外电容的低压差线性稳压器的具体实施例并结合附图，对本实用新型的技术方案作进一步的描述，但本实用新型并不限于这些实施例。
[0056] 参见图4，本实用新型提供的低功耗高瞬态响应无片外电容的低压差线性稳压器电路，包括直接驱动型误差放大器10，N型功率输出级20，自适应阻抗瞬态增强电路30和补偿电容40。
[0057] 直接驱动型误差放大器10是在传统OTA电路基础上，引入了非线性电流镜技术、交叉耦合对技术，从而满足需求。
[0058] 传统OTA电路参见图2，其增益带宽积为：
[0059]
[0060] 其中，M为电流传输比，数值上等于流经晶体管M4与M6的漏源电流比，在传统OTA中，M等于晶体管M4与M6的尺寸比，I1为尾电流源晶体管M1的漏源电流，Vov3、Vov7分别为晶体管M3、M7的过驱动电压，gm5为晶体管M5的跨导。
[0061] 压摆率为：
[0062]
[0063] 其中，CGS10为晶体管M10的栅电容。
[0064] 从公式可以看出，静态功率和瞬态响应之间存在着不可调和的矛盾。
[0065] 因此本实用新型采用以下技术方案对传统OTA进行改进：
[0066] 非线性电流镜：本实用新型将OTA内部的电流镜(M4～M7)换成非线性电流镜(M4～M7、M11、M12)，当电路处于静态时，M4工作在饱和区，电流传输比M等于M4与M6的尺寸比，满足低功耗要求，而当电路处于动态变化时，M4很容易进入线性区，电流传输比M将发生变化，M4线性程度越深，M值越大。
[0067] 交叉耦合对：这是一种负电导技术，从参见图3可以看出，采用交叉耦合对后，晶体管M5和M14可以分别等效为一个压控电压源和输出阻抗，其中，Vin为M5栅极的小信号输入电压，由于输入信号的差分关系，M14的栅极的小信号输入电压为‑Vin。gm为晶体管的小信号跨导，ro为晶体管的小信号输出阻抗。M14与M5电导gm5与gm14方向相反，则可以等效为M5跨导gm5减小，结合之前的公式，gm5减小时，电路放大倍数提高，主极点减小，增益带宽积增大。
[0068] 通过这两种改进，成功提升了电流传输比M、跨导gm5，使低功耗与高瞬态响应实现了共存。
[0069] 直接驱动型误差放大器10包括M1～M9、M11～M14，其中M1～M9为传统OTA电路，M1为尾电流源，M2、3为差分对管，M4、5作为采用了二极管接法的负载，M6、7为受M4、5栅压控制的电流源，M8、9为电流镜；M11、12的引入实现了M4、5栅压变化的非线性，与M6、7构成了非线性电流镜，M13、14为引入的交叉耦合对。
[0070] N型功率输出级20包括NMOS功率调整管M10、反馈电阻R1和R2，他们共同构成共漏放大器。
[0071] 使用直接驱动型误差放大器10与N型功率级可以增加轻载跳变重载时的压摆率，为了解决重载跳变轻载时，压摆率不足的问题，本实用新型提出以下技术方案：
[0072] 自适应阻抗瞬态增强技术：当重载跳变轻载时，M15栅压增大，输出点负载电容上的电荷可以从M15的导电沟道快速泄掉。从而加快输出电压的恢复。
[0073] 自适应阻抗瞬态增强电路30是在直接驱动型误差放大器10基础上，引出M8的栅压作为控制信号，漏极接M10的源端。
[0074] 补偿电容40包括Cc，其跨接在M10的栅端与两个补偿电阻的连接点上。
[0075] 最后说明的是，以上优选实施例仅用以说明本实用新型的技术方案而非限制，尽管通过上述优选实施例已经对本实用新型进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其做出各种各样的改变，而不偏离本实用新型权利要求书所限定的范围。
