实施方案
[0017] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0018] 参照图1，所示为本发明实施例的具有可调负压的SiC MOSFET栅极串扰抑制驱动电路包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第一电容C1、第二电容C2、第一稳压管Z1、第一二极管D1、第二二极管D2和第一n‑mos管S1和第二n‑mos管S2，第一电容C1与第一稳压管Z1并联后的前端与前级的图腾柱信号放大电路输出端连接，第一电容C1与第一稳压管Z1的后端与第一二极管D1的正极、第二电阻R2、第三电阻R3的前端和第一n‑mos管S1的源极连接，第一二极管D1的负极通过第二电容C2、第一电阻R1的并联电路与接地端、第四电阻R4的后端连接，第二电阻R2的后端与第二二极管D2的负极连接，第一n‑mos管S1的漏极与第二n‑mos管S2的漏极连接，第一n‑mos管S1和第二n‑mos管S2的栅极通过第四电阻R4与接地端连接，第二二极管D2的正极、第三电阻R3的后端、第二n‑mos管S2的源极与第五电阻R5的前端、SiC MOSFET的栅极连接，第五电阻R5的后端与接地端连接。第一电容C1和第二电容C2取值应远大于SiC MOSFET Q1,，Q2的结电容Cgs，第一电阻为50千欧左右，第五电阻为10千欧左右。
[0019] 进一步地，参考图2，电路的开通过程分析如下。
[0020] 1)在导通瞬态，驱动信号输出高电平，图腾柱上管T1导通，二极管D1正偏，Vcc同时为C1,C2和Cgs充电。假设Vcc为理想电源且忽略T1导通压降，可解出vc1(t)为[0021]
[0022] 因此，vc1(t)初值vc1(0)为 由于第一第二电容(C1、C2)远大于结电容Cgs，因此忽略Cgs的条件下vc1(0)为
[0023] 2)在导通稳态，由于C1、C2的分压作用在C1建立起电势差，稳压管Z1开始工作，将C1两端电压vc1钳位至vz1，因此最终的栅极电压vgs为Vcc‑vz1。综上，为了在导通过程中快速建立电平加速开通，电容C1、C2应远大于SiC MOSFET结电容且C1、C2关系应满足[0024] 关断过程分析如下，参见图3。
[0025] 当驱动信号置低时，图腾柱上管T1关断，下管T2导通。二极管D1反向关断，D1、C2和R1构成的RCD回路从驱动回路断开。结电容Cgs并联于C1两端。若时间常数较大，则可忽略C1的放电，因此栅极电压vgs为‑vz1。
[0026] 在器件关断期间，二极管D1关断，D1、C2和R1构成的RCD回路从驱动回路断开，此时，高阻值电阻R1被用于轻微泄放电容C2存储的电荷。以防止不断累积在C2上的电荷导致vc2上的电压升高，进而影响到vgs的电压。因此第一电阻R1取值应为50千欧左右。
[0027] 如图4所示，通过电平调理电路的最终栅极导通和关断电压分别降低了vz1。因此可以通过选择不同反向电压的稳压管Z1来获得所需的关断负压，通过调整电源Vcc和稳压管Z1来获得所需的导通电压。
[0028] 参见图5，串扰抑制的分析如下：假设下管Q2处于关断稳态，此时S1，S2源极电压被钳位至‑vz1，由于栅源极的电势差vz1驱动S1，S2导通。在上管Q1导通时刻，上管漏源极电压从母线电压快速下降至0，下管漏源极电压从0快速上升至母线电压，因此漏极产生一个极大的dv/dt，该dv/dt作用在Q2的结电容Cgd上则会产生串扰电流igd。igd流入结电容Cgs支路则会导致vgs升高，产生一个正向电压尖峰。而由于S1，S2的导通形成的低阻抗回路使得原本流入结电容Cgs的电流大部分转而流经此处。因此有效抑制了因串扰电流igd引起的vgs的电压尖峰。当上管关断时，原理与导通类似，在此不做详述。
[0029] 应当理解，本文所述的示例性实施例是说明性的而非限制性的。尽管结合附图描述了本发明的一个或多个实施例，本领域普通技术人员应当理解，在不脱离通过所附权利要求所限定的本发明的精神和范围的情况下，可以做出各种形式和细节的改变。
