[0030] 以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。
[0031] 针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中Doherty功率放大器的结构进行了深入的研究，申请人发现现有技术中Doherty功率放大器的负载调制网络中采用标准50欧姆的四分之一波长阻抗变换器，使其阻抗变换比较大，传统Doherty功率放大器负载调制网络的阻抗变换比为4:1(100欧至25欧)，从而极大抑制了Doherty的工作带宽；且传统Doherty功放辅助支路的补偿线是以单一中心频率点定义的，会增大输出匹配电路的品质因数，从而抑制Doherty的整体带宽。
[0032] 申请人通过理论分析发现，四分之一波长线工作带宽的近似表达式为：
[0033]
[0034]
[0035] 其中Δf/f0表示四分之一波长阻抗变换线的相对带宽；Γm为最大能接受的反射系数；Z0和ZL表示两个端口的阻抗值；为了增大Δf/f0的值，可通过减小Z0和ZL的比值。
[0036] 参见图2，所示为特性阻抗为ZT的四分之一波长传输线的阻抗变换特性。根据图2可得特性阻抗为ZT的四分之一波长传输线的输入阻抗为：
[0037]
[0038] 阻抗变换比定义为四分之一波长传输线输入输出两端口的阻抗比值，即阻抗变换比：
[0039]
[0040] 由四分之一波长传输线的工作带宽表达式可知，当Z0和ZL的阻抗值越接近时，即四分之一波长传输线的阻抗变换比越小，其工作带宽越宽。因此，为了增大Δf/f0的值，可通过减小Z0和ZL的比值，即减小四分之一波长传输线的阻抗变换比k。
[0041] 为了克服现有技术的缺陷，根据上述理论，本申请设计了一种新型负载调制网络，参见图1，所示为本发明基于改进负载调制网络拓展带宽的Doherty功率放大器的结构框图，包括等分威尔金森功分器、主功率放大电路、辅助功率放大电路和新型负载调制网络，其中，等分威尔金森功分器用于将输入功率进行等分后分别输出给主功率放大电路和辅助功率放大电路，主功率放大电路和辅助功率放大电路输出功率经过新型负载调制网络后输出给负载；新型负载调制网络包括第一阻抗变换器T1、第二阻抗变换器T2和第三阻抗变换器T3，第一阻抗变换器T1和第三阻抗变换器T3均采用70.7欧四分之一波长的阻抗变换器，第二阻抗变换器T2采用四分之一波长短接线。负载的阻抗为50欧姆；主功率放大电路的输出端与第一阻抗变换器T1的一端相连接，辅助功率放大电路的输出端与第三阻抗变换器T3的一端相连接，第一阻抗变换器T1的另一端与第三阻抗变换器T3的另一端和第二阻抗变换器T2的一端相连接，并共同与负载的一端相连接，负载的另一端接地，第二阻抗变换器T2的另一端接地。
[0042] 主功率放大电路包括依次串接的主输入匹配网络、主功率放大器和输出匹配网络，调试主输出匹配电路使主功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为100欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；辅助功率放大电路包括依次串接的辅助输入匹配网络、辅助功率放大器、辅助输出匹配网络，调试辅助输出匹配电路使辅助功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为50欧，同时在辅助输出匹配电路中一体化设置补偿线使辅助功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大。
[0043] 以下进一步详述上述技术方案的设计原理。主功率放大电路的输出端接70.7欧四分之一波长阻抗变换器T1，辅助功率放大电路的输出端接70.7欧四分之一波长阻抗变换器T3，合路后将功率输出给负载，合路输出端并接四分之一波长短接线T2，短接线T2的具体阻抗值由实际仿真调试得到。主要用于消除主功率放大器和辅助功率放大器的频谱漂移。主功放输出端的70.7欧串联四分之一波长阻抗变换器T1实现了主功放在低输入功率情况下由100欧变换到50欧(根据射频基本理论公式：Z2＝Z0·ZT，此处Z0＝100欧，Z＝70.7，则ZT＝50欧)，而辅助回路低输入时为无穷大，因此，合路是50欧，和负载的50欧相匹配；辅助功放输出端的70.7欧四分之一波长阻抗变换器T3实现了高输入功率情况下辅助功放由50欧变换到100欧(原理同上)，主功放回路，由于阻抗变换器T1，由50欧变换到100欧，因此合路也是50欧，和负载的50欧相匹配。
[0044] 参见图3和图4，所示为传统Doherty方案和本发明技术方案下模拟的主放大器在饱和点(大功率)和回退点(小功率)处负载阻抗实虚部随频率的变化关系，通过实验仿真证明，负载调制网络的改进对改善带宽是有效的，最终使得Doherty的阻抗变换比由4:1变为2:1。由图5的仿真结果图可知，最终相对带宽达到47.6％，极大拓宽了Doherty功率放大器的工作带宽。
[0045] 在一种优选实施方式中，补偿线为100欧，加入补偿线是为了使辅助输出匹配电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大，同时由于高输入功率是匹配到100欧，采用100欧的补偿线就是为了进一步提高高输入功率时的性能。
[0046] 在一种优选实施方式中，所述辅助输入匹配网络的前端还设有50欧四分之一波长的相位延迟线。
[0047] 在一种优选实施方式中，所述主功率放大器为AB类功率放大器，所述辅助功率放大器为C类功率放大器。
[0048] 在一种优选实施方式中，所述主功率放大器和所述辅助功率放大器均采用晶体管实现。
[0049] 为了克服现有技术的缺陷，本发明还提出一种基于改进负载调制网络拓展带宽的Doherty功率放大器实现方法，通过如下步骤实现：
[0050] 步骤一：调试一个标准的AB类功率放大器，作为主功率放大器，并调试主输出匹配电路使主功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为100欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；
[0051] 步骤二：调试一个标准的C类功率放大器，作为辅助功率放大器，并调试辅助输出匹配电路使辅助功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为50欧；
[0052] 步骤三：在辅助输出匹配电路中设置补偿线并一体化调试辅助输出匹配电路和补偿线使辅助功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大；现有技术通常是输出匹配电路设计好之后，再不改变匹配电路，再设计这根补偿线；现有技术的补偿线设计方式导致补偿线是以单一中心频率点定义的，增加补偿线会增大输出匹配电路的品质因数，从而抑制Doherty的整体带宽。本发明将输出匹配电路和补偿线一体化设置和调试，将补偿线加入辅助输出匹配电路中作辅助输出匹配电路，从而降低辅助输出匹配电路的Q值，极大地拓宽了Doherty功放的工作带宽；
[0053] 步骤四：调试一新型负载调制网络，新型负载调制网络包括第一阻抗变换器T1、第二阻抗变换器T2和第三阻抗变换器T3，第一阻抗变换器T1和第三阻抗变换器T3均采用70.7欧四分之一波长的阻抗变换器，第二阻抗变换器T2采用四分之一波长短接线；
[0054] 步骤五：将调试好的主功率放大电路、辅助功率放大电路及新型负载调制网络组合起来，构成基于改进负载调制网络拓展带宽的Doherty功率放大器，其中，主功率放大电路的输出端与第一阻抗变换器T1的一端相连接，辅助功率放大电路的输出端与第三阻抗变换器T3的一端相连接，第一阻抗变换器T1的另一端与第三阻抗变换器T3的另一端和第二阻抗变换器T2的一端相连接，并共同与负载的一端相连接，负载的另一端接地，第二阻抗变换器T2的另一端接地。
[0055] 相对现有技术，本发明通过改进负载调制网络，舍弃了现有技术标准的50欧姆阻抗变换器，即将传统Doherty主功放输出端的阻抗变换线阻值由50欧改为70.7欧，同时使主功放和辅助功放并联的四分之一波长短接线T1和T3阻抗变换后合路端输出阻抗直接和负载相匹配，从而舍去合路与负载之间的微带线，在一定程度上减小了整体电路的尺寸和Doherty负载调制网络的阻抗变换比。
[0056] 以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
