[0029] 以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。
[0030] 针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中Doherty功率放大器的结构进行了深入的研究，申请人发现传统Doherty功率放大器载波功放在回退点的负载阻抗为100欧，这导致传统Doherty功率放大器在保持高效率时输出功率至多回退6dB，已经难以满足当今无线通信系统的要求。
[0031] 为了克服现有技术的缺陷，本申请采用一种新型负载调制网络，增大低输入功率状态下主功放的负载阻抗，提高Doherty功放的高效率功率回退范围。参见图1，所示为本发明一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器的结构框图，包括等分威尔金森功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和新型负载调制网络，其中，等分威尔金森功分器用于将输入功率进行等分后分别输出给载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端接86.6欧四分之一波长阻抗变换器T1，并与峰值功率放大电路的输出端相连接将功率合路输出给负载。
[0032] 载波功率放大电路包括依次串接的载波输入匹配电路、载波功率放大器和载波输出匹配电路，调试载波输出匹配电路使载波功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；峰值功率放大电路包括依次串接峰值输入匹配电路、峰值功率放大器和峰值输出匹配电路，调试峰值输出匹配电路使峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为75欧，同时在峰值输出匹配电路中一体化设置补偿线使峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大。
[0033] 采用上述技术方案，新型负载调制网络仅由一段86.6欧四分之一波长阻抗变换器TI构成，从而能够增大低输入功率状态下主功放的负载阻抗且大大缩小了Doherty功率放大器的尺寸；同时将峰值功放输出端的补偿线加入到峰值输出匹配电路中，从而克服了传统Doherty功放辅助支路的补偿线是以单一中心频率点定义的技术缺陷，大大减小峰值输出匹配电路的品质因数，从而极大地拓宽Doerty的工作带宽。
[0034] 在一种优选实施方式中，补偿线为75欧，加入补偿线是为了使峰值输出匹配电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大，同时由于高输入功率是匹配到75欧，采用75欧的补偿线就是为了进一步提高高输入功率时的性能。
[0035] 以下进一步详述上述技术方案的设计原理。参见图2，所示为本发明一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器的工作原理图。负载ZL上的电压可以表示为：
[0036] VL＝ZL(IC'+IP)
[0037] 主辅(两条辅助支路归为一个支路)两支路的输出阻抗分别可以表示为：
[0038]
[0039]
[0040] 载波功放输出端四分之一波长阻抗变换线两端的电压电流关系为：
[0041] VP·IC'＝VC·IC
[0042]
[0043] 则，
[0044]
[0045]
[0046] 此外，由四分之一波长阻抗变换线原理可得：
[0047]
[0048] 根据VC＝IC·ZC，有，
[0049]
[0050]
[0051] 其中ZT＝86.6Ω，ZL＝50Ω。
[0052] 当低输入功率状态时，只有载波功放开启，所有输入信号经载波功放放大，峰值功放完全关闭(IP＝0)，则载波功放和峰值功放低功率下的输出阻抗可以表示为[0053]
[0054] ZP,Low＝∞
[0055] 则低功率状态下合路点的阻抗为50欧姆。
[0056] 当高输入功率状态时，主辅功放一起工作，当输入功率达到最大时，主辅功放同时饱和，此时整体Doherty功放输出功率最大，此时将峰值功放输出端匹配到75欧姆，即令ZP,High＝75Ω，将主功放输出端在饱和状态时匹配到50欧姆，则由86.6欧四分之一波长阻抗变换线变换得四分之一波长变换线得150欧姆，150欧姆与75欧姆并联得合路点阻抗为50欧姆，即低功率和高功率状态下合路点阻抗均为50欧姆。又因为Doherty整体合路输出端负载阻抗为50欧姆，因此，无需在合路输出端串联一段四分之一波长传输线，因此，本发明在提高Doherty功率回退范围的同时减小了整体Doherty的版图面积。
[0057] 在一种优选实施方式中，所述峰值输入匹配电路的前端还设有50欧四分之一波长的相位延迟线。
[0058] 在一种优选实施方式中，所述载波功率放大器为AB类功率放大器。
[0059] 在一种优选实施方式中，所述载波功率放大器采用晶体管实现。
[0060] 在一种优选实施方式中，所述峰值功率放大器为C类功率放大器。
[0061] 在一种优选实施方式中，所述峰值功率放大器采用晶体管实现。
[0062] 为了克服现有技术的缺陷，本发明还提出一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器的实现方法，通过如下步骤实现：
[0063] 步骤一：调试一个标准的AB类功率放大器，作为载波功率放大器，并调试载波输出匹配电路使载波功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；
[0064] 步骤二：调试一个标准的C类功率放大器，作为峰值功率放大器，并调试峰值输出匹配电路使峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为75欧；
[0065] 步骤三：在峰值输出匹配电路中设置补偿线并一体化调试峰值输出匹配电路和补偿线使峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大；现有技术通常是输出匹配电路设计好之后，在不改变匹配电路的基础上，再设计这根补偿线；现有技术的补偿线设计方式导致补偿线是以单一中心频率点定义的，增加补偿线会增大输出匹配电路的品质因数，从而抑制Doherty的整体带宽。本发明将输出匹配电路和补偿线一体化设置和调试，将补偿线加入峰值输出匹配电路中作峰值输出匹配电路，从而降低峰值输出匹配电路的Q值，极大地拓宽了Doherty功放的工作带宽；
[0066] 步骤四：调试一新型负载调制网络，所述新型负载调制网络采用86.6欧四分之一波长的阻抗变换器T1；
[0067] 步骤五：采用威尔金森功分器将调试好的载波功率放大电路、峰值功率放大电路及新型负载调制网络组合起来，构成提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器，其中，载波功率放大电路的输出端与所述阻抗变换器T1的一端相连接，所述阻抗变换器T1的另一端与所述峰值功率放大电路的输出端相连接，并共同与所述负载的一端相连接，所述负载的另一端接地。
[0068] 参见图3，所示为利用ADS软件在2.4GHz基于本发明的方法模拟的仿真数据图，由模拟结果可知，在输出功率回退高达9dB的情况下，该Doherty功放仍然可以保持与饱和输出功率状态下几乎一致的高效率，远远大于传统Doherty功放的6dB功率回退范围。
[0069] 以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
