[0021] 本发明提出的PFC电压跟随控制器，对于变换器工作在电压模式或电流模式条件下皆适用，所述电压模式或电流模式对于本专业技术领域属于公知技术。
[0022] 首先对本发明提出的PFC电压跟随的原理进行分析。
[0023] 当BOOST升压变换器应用于电压模式时，电感电流波形IL在临界导通模式下如图2所示。在电压模式下，由于每半个工频周期的波形相同，因此可以以半个工频周期进行分析。
[0024] 每一个开关周期内开关管的导通时间Ton和关断时间Toff的关系由伏秒平衡原理决定，有：
[0025]
[0026] 其中，Vac是输入电压的有效值，Vout是BOOST输出直流电压。
[0027] 交流输入电流为：
[0028]
[0029] 其中，Lm是BOOST变换器升压电感，ω为输入电压角频率。
[0030] 从式(2)中可以看到，如果使电感导通时间Ton保持恒定，则电源输入的平均电流与电压成正比，Boost升压变换器能够实现PFC的功能。
[0031] 根据开关管导通时间Ton和输入电压Vac、输出功率Po之间的关系可以做出如下推导：
[0032]
[0033] 从式(3)中可以看到，如果负载保持不变，导通时间Ton仅与输入电压相关，即在一定输入电压下，Ton为定值，因此可以实现高功率因数。
[0034] 现有技术中，采用恒定导通时间控制的BOOST型PFC基本原理如图1所示。由图可知，导通时间Ton由补偿信号Vcomp值决定。因此，由式(3)可知，补偿信号Vcomp反映了输入电压的值。
[0035] 本发明提出的电压跟随原理是：采样Vcomp，并按照一定的比例k与输出电压反馈信号Vo_FB相加，得到新的反馈信号：
[0036] FB＝Vo_FB+kVcomp (4)
[0037] FB即为误差放大器的反馈端新的反馈信号，因此可以得到BOOST输出直流电压为：
[0038]
[0039] 其中，Vref是内置电压基准，kv是BOOST变换器输出电压采样系数。
[0040] 从式(5)中可以看到，BOOST输出直流电压为一个跟随输入电压变化的值。进一步的详细描述将在实施例中给出。
[0041] 当输入电压为直流电压时的直流-直流变换器，假定输入电压为Vdc，则式(3)变为：
[0042]
[0043] 可见，如果负载保持不变，Ton同样仅与输入电压相关，而Vcomp的值同样可以反映输入电压，因此上述电压跟随的方法同样可用。
[0044] 此方法适用于电压模式控制下的电流临界连续模式或断续模式。
[0045] 此方法同样适用于BOOST升压变换器的电流模式控制，具体原理不再赘述，进一步的描述将在实施例中给出。
[0046] 参考图3示出的本发明的电压跟随控制器框图与BOOST升压变换器构成的PFC装置连接示意图。所述BOOST升压变换器包括：整流桥BD、输入电容Cin、升压电感Lm、高速开关管Q1、峰值电流采样电阻Rcs、续流二极管D、输出储能电容Cbulk、输出电压采样电阻RFB1和RFB2。
[0047] 整流桥BD的其中两端于输入交流电源连接，整流桥BD的另外两端与输入电容Cin两端连接，输入电容Cin的一端连接升压电感Lm的其中一端，输入电容Cin的另一端连接地，升压电感Lm的另一端连接高速开关管Q1的漏极和续流二极管D的阳极，高速开关管Q1的源极连接峰值电流采样电阻Rcs的一端，峰值电流采样电阻Rcs的另一端连接地，续流二极管D的另一端连接输出储能电容Cbulk的一端和输出电压采样电阻RFB1的一端，输出储能电容Cbulk的另一端连接地，输出电压采样电阻RFB1另一端连接输出电压采样电阻RFB1的一端，输出电压采样电阻RFB2的另一端连接地。
[0048] 参照图3示出的本发明的电压跟随控制器100框图，本发明的电压跟随控制器100包括：调节环路模块101、电压跟随模块102、功率信号处理模块103和驱动脉冲产生模块104。
[0049] 调节环路模块101接所述电压跟随模块102的输出端，用于接收反馈信号FB与其内部基准进行误差放大，经补偿网络产生补偿信号Vcomp1。
[0050] 电压跟随模块102包括接PFC输出电压采样端和所述调节环路模块101的输出端，用于接收输出电压信号Vo_FB和补偿信号Vcomp1，经比例运算、加法器等产生电压跟随反馈信号FB。
[0051] 功率信号处理模块103接所述调节环路模块101输出端和功率调整信号，用于接收补偿信号Vcomp1和反映功率调整的信号Po_Signal，调节环路模块输出信号Vcomp1经功率调整信号Po_Signal调制，经RC滤波产生补偿信号Vcomp2。
[0052] 驱动脉冲产生模块104接所述功率信号处理模块103的输出端，用于产生导通时间Ton受Vcomp2控制的驱动脉冲信号。
[0053] 图4为基于图3所示连接示意图构成的本发明第一具体实施例，BOOST升压变换器工作在电压模式。
[0054] 参考图4所示具体实施例，其中：
[0055] 调节环路模块101由运算放大器U1、内置基准Vref、电容C5、电容C6和电阻R3组成。其中运算放大器的反相输入端接收电压跟随模块102的输出信号FB，运算放大器的同相输入端接内置基准Vref，运算放大器的输出端接电容C5的一端和电容C6的一端，电容C5的另一端接地，电容C6的另一端接电阻R3的一端，电阻R3的另一端接地。电容C5、电容C6和电阻R3构成了补偿网络，运算放大器U1的输出经补偿网络得到补偿信号Vcomp1。
[0056] 电压跟随模块102由加法器1021和比例器1022组成。其中加法器1021的一个输入端接收输出电压反馈信号Vo_FB，加法器1021的另一个输入端接比例器1022的输出端，加法器1021的输出端接调节环路模块101的运算放大器U1的反相端，比例器1022的输入端接调节环路模块101的运算放大器U1的输出端、C5的一端和电容C6的一端。比例器1022对补偿信号Vcomp1进行比例运算，得到kVcomp，加法器1021将输出电压反馈信号Vo_FB和比例运算结果kVcomp相加，从而实现公式(4)的功能。
[0057] 功率信号处理模块103由开关S1、开关S2、反相器U4、电阻R6和电容C7构成。其中开关S1的一端接调节环路模块101的运算放大器U1的输出端，开关S1的另一端接开关S2的一端和电阻R6的一端，S1的控制端接收功率调整信号Po_Signal，反相器U4的输入端接收功率调整信号Po_Signal，反相器U4的输出端接S2的控制端接，S2的另一端接地，电阻R6的另一端接电容C7的一端，电容C7的另一端接地，反相器U4、开关S1和开关S2、电阻R6和电容C7组成的RC滤波电路构成对补偿信号Vcomp1的调制电路。此模块主要是针对负载功率可调的系统，以两级式LED调光系统为例，当后级进行调光时，补偿信号Vcomp1会随着功率的减小而减小，从而使得式(4)中kVcomp的值减小，导致式(5)中的输出电压在输入电压变化时只在非常窄的区间内变化，不能够很好的实现电压跟随功能。因此，引入功率信号处理模块。在本实施例中，功率调整信号Po_Signal为PWM脉冲信号。当输出功率Po发生变化时，如果产生的功率调整信号Po_Signal的占空比Dpo_signal成正比关系，则可得到Dpo_signal＝Po/Pomax，其中Pomax为额定的额最大输出功率。功率调整信号Po_Signal对开关S1和开关S2进行控制，实现对补偿信号Vcomp1的选通控制。因此，经电阻R6和电容C7构成的滤波器之后产生补偿信号Vcomp2与补偿信号Vcomp1的对应关系为：Vcomp2＝Dpo_signal·Vcomp1＝Po·Vcomp1/Pomax。进一步，由于导通时间Ton与Vcomp2成正比关系，因此可以得到Ton＝k1·Po·Vcomp1/Pomax，k1为Ton与Vcomp2的比例系数，k1为常数。将Ton＝k1·Po·Vcomp1/Pomax代入公式(3)可以得到Vcomp1仅与Pomax相关，而不随输出功率Po变化。进一步，根据调节环路特性可知，Vcomp1不随输出功率变化，也就表示BOOST升压变换器的输出电压不受负载影响。因此，引入功率信号处理模块之后，BOOST升压变换器的输出电压不再受负载影响，可以很好地实现对输入电压的跟随。
[0058] 驱动脉冲产生模块104由比较器U2、RS触发器U3、电流源Iramp、电容C8和开关S3组成。其中比较器U2的反相端接收功率信号处理模块103的输出信号Vcomp2，比较器U2的同相端接电流源Iramp的正端、电容C8的一端和开关S3的一端，比较器U2的输出端接RS触发器U3的R端，RS触发器U3的S端接置位信号ZCD，RS触发器U3的Q端输出驱动脉冲信号VGS，RS触发器U3的QN端输出与驱动脉冲信号VGS互补的信号，电流源Iramp的负端接电容C8的另一端、开关S3的另一端和地，开关S3的控制端接RS触发器U3的QN端。电流源Iramp、电容C8和开关S3构成了斜坡信号产生电路，其输出信号RAMP与补偿信号Vcomp2进行比较，产生开关管的驱动脉冲信号，控制开关管的导通时间Ton和开关频率。
[0059] 本发明的电压跟随控制器同样适用于电压模式下的电流断续模式。
[0060] 本发明所述实施例中调节环路模块的运算放大器U1也可以采用电压型运算放大器，补偿网络一端接运算放大器输出，另一端接运算放大器的反相输入端。
[0061] 本发明所述实施例中电压跟随模块102的补偿电压采样并不限于实施例中的方式，还可以进行调整进行同样的效果，例如另一种可选的实施方式如下：采样驱动脉冲产生模块104的斜坡信号产生电路，对其RAMP信号进行峰值采样保持，经运算得到与Vcomp1等效的反馈信号。
[0062] 本发明所述实施例中功率信号处理模块103并不限于实施例中的方式，根据功率调整信号Po_Signal的形式做出调整，实施例中的结构适用于Po_Signal为PWM信号，当Po_Signal为模拟电压信号时，应在功率信号处理模块103增加模拟信号转PWM信号电路，可以获得同样效果。
[0063] 图5为基于图3所示连接示意图构成的本发明第二具体实施例，BOOST升压变换器工作在电压模式。
[0064] 图5所示实施例与图4所示实施例的区别在于功率信号处理模块103的实现不同，在本实施例中，功率调整信号Po_Signal可以为PWM脉冲信号或模拟信号。功率信号处理模块103包括电阻R7和电容C8构成的滤波器以及乘法器U6，电阻R7的一端接收功率调整信号Po_Signal，电阻R7的另一端接电容C8的一端和乘法器U6的一个输入端，电容C8的另一端接地，乘法器U6的另一端接调节环路模块101的输出端，接收补偿信号Vcomp1，乘法器U6的输出端接驱动脉冲产生模块104的输入端，输出补偿信号Vcomp2。当功率调整信号Po_Signal为模拟信号，电阻R7和电容C8构成的滤波器不起作用，其输出信号与功率调整信号Po_Signal相同；而当功率调整信号Po_Signal为PWM脉冲信号，电阻R7和电容C8构成的滤波器将该脉冲信号滤波成直流模拟信号送入乘法器。
[0065] 进一步，电阻R7和电容C8构成的滤波器也可由外部电路产生，在此情况下，功率调整信号Po_Signal仅为模拟信号。
[0066] 本发明的电压跟随控制器同样适用于BOOST升压变换器的电流模式，图6示出基于图3所示连接示意图构成的本发明第三具体实施例。
[0067] 图6所示实施例在图4的基础上对驱动脉冲产生模块104进行了调整，删去了原有的斜坡信号产生电路，增加了乘法器U5、输入电压采样信号V_ac和峰值电流信号CS，补偿信号Vcomp2和输入电压采样信号V_ac经乘法器U5得到新的补偿信号Vcomp3，峰值电流信号CS作为新的斜坡信号和补偿信号Vcomp3进行比较，控制开关管的导通时间Ton和开关频率。
[0068] 图6示出基于图3所示连接示意图构成的本发明第三具体实施例中，功率信号处理模块103同样可以采用图5所示本发明第二具体实施例的结构，这里不再详细描述。
[0069] 本发明同样适用于没有功率因数校正功能的直流-直流升压变换器，如图7所示。输入源为直流电压源，而不再是交流电源。
[0070] 优选的，本发明上述实施例中功率信号处理模块103在负载功率固定的系统中可以省去。
[0071] 以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
