[0046] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0047] 相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。
[0048] 参见图1，本发明实施例中提供一种基于极限学习机的滑模变结构的单相逆变器控制系统，包括DSP控制电路10、直流电压源20、MOSFET开关管30、LC滤波电路40、电流环和电压环，其中，
[0049] 直流电压源20向MOSFET开关管30输出直流电压，DSP控制电路10向MOSFET开关管30输出驱动信号，控制MOSFET开关管30的开断时间，MOSFET开关管30经LC滤波电路40输出电压给负载50；电流环采集负载电流和电感电流，经P控制反馈给DSP控制电路10；电压环采集负载50的输出电压，经PI控制和滑模控制，再经P控制反馈给DSP控制电路10。
[0050] 电流环包括电感电流采样模块61、负载电流采样模块62和P控制器63，电感电流采样模块61和负载电流采样模块62的输入均与负载50连接，电感电流采样模块61和负载电流采样模块62的输出均与P控制器63连接，P控制器63输出与DSP控制电路10连接。
[0051] 电压环包括依次连接的电压采样模块71、PI控制器72和滑模控制器73，电压采样模块71采集负载50的输出电压，经PI控制器72和滑模控制器73后输出给P控制器63。
[0052] P控制器63为比例控制器，PI控制器72为比例‑积分控制器。
[0053] MOSFET开关管30设置4个。
[0054] LC滤波电路40为二阶低通滤波。
[0055] 滑模控制器73输出方程为：
[0056]
[0057] 其中，L、C分别为电感和电容，K为直流输入电压与高频三角波峰值的比值， 为参考电压的二阶导数，VC为输出电压，为参考电压与输出电压差值的一阶导数， 是系统参数干扰、负载扰动以及系统不确定性的总和的逼近项，λ、η、k为常数，都大于0，R为负载，s为定义的滑模面函数，通过参数设定，使s收敛于滑模面，即s＝0，在滑模面上，输出电压的跟踪误差以指数速度趋近于0。
[0058] 电压采样模块71包括LEMLV25‑P芯片，电感电流采样模块61和负载电流采样模块62均包括LEMHX05‑P芯片，DSP控制电路10包括TMS320F28335芯片。
[0059] 当系统启动时，电压采样模块71采集负载50的输出电压信号、电感电流信号和负载电流信号传回到DSP控制电路10，经过DSP控制电路10运算得出驱动信号，然后输出到四个MOSFET开关管30，经过LC滤波电路40二阶低通滤波后输出60Hz的正弦波作用于负载50。
[0060] 参见图2、图3，为单相逆变器电路原理图和采用的单电压极性切换策略原理，结合两图可知，A、B二臂有各自的正弦波控制电压分别与三角波比较，同一臂的开关管30的驱动信号为互补，两正弦波控制电压为反相。如图所示，A、B两点输出电压在+Vd与0或‑Vd与0准位间切换，因此称为单电压极性切换，输出电压频谱如图2所示。可得
[0061] VAB＝VdcVA′B ′ (1)
[0062] 其中，Vdc为直流电压，VA′B′为不同宽度的窄脉冲等效而成的正弦波。由贝塞尔函数可以推导出PWM波的傅里叶级数，推导过程较复杂，但结论不复杂，频谱的主要分量位于调制信号(低频正弦波控制信号)频率点以及整数倍载波信号频率点附近(对于单电压极性切换调制来说为偶数倍载波信号频率点附近)。因为高频分量不大，且经过LC低通滤波器后衰减更多，所以：
[0063]
[0064] 该等式对整个系统而言是合理的。其中，V′con为正弦波控制信号振幅，VTR为三角波振幅。
[0065] 由基尔霍夫定律可得，单相逆变器数学模型为：
[0066]
[0067]
[0068] 其中，L、C分别为电感、电容，IL、 分别为电感电流和其的一阶导数，K为直流输入电压与高频三角波峰值的比值，u为控制器，u＝V′consin w t，VC、 分别为输出电压和其的一阶导数，R为负载。
[0069] 图4为单相逆变器电压环基于极限学习机的滑模变结构控制框图，控制器表达式为：
[0070]
[0071] 其推导过程为：
[0072] 首先，要运用滑模变结构控制，要定义一个跟踪误差e，其表达式为：
[0073] e＝Vr‑VC (6)
[0074] 其中，Vr为参考输出电压信号，VC为输出电压信号。
[0075] 定义滑模变量s为：
[0076]
[0077] 式中，λ>0，对滑模变量s求导，可得：
[0078]
[0079] 取滑模控制器73的等效控制项为：
[0080]
[0081] 滑模控制器73的干扰估计项为：
[0082]
[0083] 滑模控制器73的趋近律项为：
[0084]
[0085] 其中，η>0，k>0。可得滑模控制器73的具体表达式为：
[0086]
[0087] 系统干扰由极限学习机进行估计，即：
[0088]
[0089] 其中，H表示单层前馈神经网络输出层权值矩阵，网络的输入为系统误差及其导数。系统实际干扰为：
[0090] f＝HC*+ε (14)
[0091] 式中，ε相对于f来说是一个较小的正数。将滑模控制器73表达式代入式(8)，可得：
[0092]
[0093] 其中， 定义李雅普诺夫函数为：
[0094]
[0095] γ>0，对李雅普诺夫函数求一阶导，可得：
[0096]
[0097] 取自适应律为：
[0098]
[0099] 可得：
[0100]
[0101] 取η>ε，则 可知所设计的滑模控制器73满足李雅普诺夫稳定性条件,这就表明所设计的滑模控制器73是有效的。
[0102] 参见图5，为单相逆变器电流环P控制，引入负载电流前馈，用于减少负载扰动影响，负载电流与电压环的输出相加得到电感电流参考信号，再与电感电流采样模块61采集的电感电流比较经过P控制器63输出正弦波控制信号的微调量。
[0103] 图6、图7分别为单相逆变器采用PID控制算法在容性负载和线性负载下的输出电压波形图，THD最大值分别为4.58％，3.68％。
[0104] 图8、图9分别为单相逆变器采用基于极限学习机的滑模控制算法在容性负载和线性负载下的输出电压波形图，THD最大值分别为3.88％，2.24％，相对传统PID控制有较大的提升。
[0105] 图10、图11分别为单相逆变器采用PID控制算法在线性负载下阻值由42欧切换至21欧和21欧切换至42欧时的输出电压波形图，抖动时间分别为1.48ms，1.20ms。
[0106] 图12、图13分别为单相逆变器采用基于极限学习机的滑模控制算法在线性负载下阻值由42欧切换至21欧和21欧切换至42欧时的输出电压波形图，抖动时间分别为0.42ms，0.36ms。表明所设计的控制器具有良好的鲁棒性。
[0107] 本发明的方法实施例，参见图14，包括以下步骤：
[0108] S10，电压采样及电压环控制；
[0109] S20，电流环控制；
[0110] S30，电压环控制及电流环控制的输出进行DSP控制，向MOSFET开关管输出驱动信号；
[0111] 其中，S10，电压采样及电压环控制，包括以下步骤：
[0112] S11，电压采样模块采集负载的输出电压，经AD转换后计算其RMS值，与标准值比较后，经过PI控制器再与标准值相加，之后乘以单位正弦信号，得到修正后的输出电压参考信号；
[0113] S12，修正后的参考信号与输出电压比较得到误差信号，进入电压环控制，定义一个滑模面，并引入极限学习机，对系统干扰进行拟合，与系统数学模型联立得出系统的误差动力学方程，利用李雅普洛夫第二方法推导出滑模控制器表达式；
[0114] S13，将控制器的输出代入系统的部分数学模型，得到电感电流的理论值，电压环控制完毕；
[0115] S20，电流环控制，包括以下步骤：
[0116] S21，进入电流环控制，引入负载电流前馈，减少负载的扰动影响，负载电流与电感电流的理论值相加后得到电感电流参考信号；
[0117] S22，电感电流参考信号与采样的电感电流比较后经过P控制器得到正弦波控制信号的微调量，电流环控制完毕；
[0118] S30，电压环控制及电流环控制的输出进行DSP控制，向MOSFET开关管输出驱动信号，包括以下步骤：
[0119] S31，电流环的输出与滑模控制器输出相加得到正弦波控制信号，采用单电压极性切换策略，两个相反的正弦波控制信号与高频三角波比较得到MOSFET开关管的驱动信号；
[0120] S32，MOSFET开关管输出交流信号，经LC滤波电路输出低频正弦波，作用于负载。
[0121] 具体实施例参见系统实施例，不再赘述。
[0122] 如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。
[0123] 以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
