[0050] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案作清楚、完整地描述。
[0051] 如图1(a)所示，一种输出浮地输入并联高增益Boost变换电路，包括带有两个绕组Lp1、 Ls1的耦合电感M1，带有两个绕组Lp2、Ls2的耦合电感M2，两个功率开关管S1、S2，两个钳位二极管DCC1、DCC2，两个钳位电容CC1、CC2，两个输出二极管DC1、DC2，输出电容 C1和C2；
[0052] 一种输出浮地输入并联高增益Boost变换电路，其特征在于：包括输入、功率变换、负载三个部分；所述功率变换部分由模块一与模块二组成，模块一、模块二结构对称；其中模块一中第一耦合电感原边绕组L11，其同名端与输入的正极相连，第一耦合电感原边绕组L11异名端与第一钳位二极管DCC1阳极以及第一开关管S1漏极相连，第一钳位二极管 DCC1阴极与第一钳位电容CC1以及第一耦合电感副边绕组L12同名端相连，副边绕组异名端与第一输出二极管DC1阳极相连，第一输出二极管DC1阴极与第一输出电容C1以及负载一端相连；
[0053] 模块二中第二耦合电感原边绕组L21同名端与输入的负极相连，第二耦合电感原边绕组 L21异名端与第二钳位二极管DCC2阴极以及第二开关管S2源极相连，第二钳位二极管DCC2阳极与第二钳位电容CC2以及第二耦合电感副边绕组L22同名端相连，副边绕组异名端与第二输出二极管DC2阴极相连，第二输出二极管DC2阳极与第二输出电容C2以及负载另一端相连；
[0054] 模块一、模块二在输入端并联，变换电路的输出端由第一输出电容C1、输入端以及第二输出电容C2串联为负载供电，使得变换电路增益得到提高，器件应力降低。
[0055] 本发明在输出浮地输入并联Boost变换电路的基础上作出改进，将耦合电感替换普通电感，并增加了二极管、电容无源钳位电路。所述的耦合电感M1、M2在运行时刻，将低压端能量储存在其原边绕组上，当耦合电感释放能量时，漏感能量释放到钳位电容，开关管电压应力被钳位在钳位电容电压，原边绕组能量转移到副边绕组，钳位电容与副边绕组联合向输出电容C1、C2提供能量；调节耦合电感匝比可有效提高变换器增益，并且耦合电感的引入减小开关管S1、S2电压应力。基于上述原理基础上，采用交错驱动技术，输入电流纹波降低，变换器更适用于高压差、大电流场合。
[0056] 变换器等效电路如图1(b)所示，模块一、模块二中耦合电感利用励磁电感Lm、漏感Lk以及变比为n的理想变压器等效；设耦合电感的耦合系数k＝Lm/(Lm+Lk)。
[0057] 图2为所述变换电路在占空比D>0.5时关键波形示意图。
[0058] 模态分析
[0059] 如图3所示，为了简化工作模态分析，作以下假设：
[0060] (1)所有励磁电感、电容足够大，在一个开关周期中电容电压、电感电流保持不变；(2) Lk＝Lk1＝Lk2，Lm＝Lm1＝Lm2，n＝n12/n11＝n22/n21，CC1＝CC2，C1＝C2，两模块S1、S2驱动信号占空比均为D，相位交错180°；(3)所有器件均为理想器件，忽略寄生参数的影响。
[0061] 模态1[t0-t1]：在t0时刻前，第一开关管S1关断，第二开关管S2均处于导通状态；在t0时刻模块一中漏感电流与励磁电感电流相等，副边绕组电流在t0时刻下降到0，第一输出二极管DC1自然关断，减轻了二极管反向恢复问题；t0时刻，S1、S2维持导通状态，模块一、模块二中励磁电感、漏感电流均在输入电压作用下线性上升；
[0062] 模态2[t1-t2]：在t1时刻第一开关管S1关断，第二开关管S2继续导通。此时模块一中漏感储存的能量经第一钳位二极管DCC1迅速向第一钳位电容CC1释放，同时，第一开关管S1被第一钳位电容CC1钳位，有效降低了第一开关管电压尖峰；模块二中漏感与励磁电感在输入电压作用下继续充电，电流线性上升；
[0063] 模态3[t2-t3]：第一开关管S1关断，t3时刻模块一中漏感能量释放完毕，第一钳位二极管DCC1关断，第一钳位电容与第一耦合电感副边绕组电流联合为第一输出电容供电。模块二中第二开关管S2继续导通，第二耦合电感原边励磁电感与漏感在输入电压作用下线性上升。当模块一中第一开关管S1关断时，此模态结束；
[0064] 模态4[t3-t4]：t4时刻，第一开关管S1导通，模块一由于漏感的存在导致漏感电流上升率受到限制，第一开关管S1实现了零电流开通,在漏感电流逐渐上升的同时，第一耦合电感副边绕组电流逐渐下降；模块二中第二开关管S2继续导通，第二耦合电感原边励磁电感与漏感在输入电压的作用下线性上升；当模块一中漏感电流上升到与励磁电感电流相等时，第一耦合电感副边绕组电流下降到0，此模态结束；
[0065] 模态5-8的分析如上同。
[0066] 稳态增益
[0067] 变换器运行在CCM(电感电流连续)模式下模块一、模块二相当于两个独立的耦合电感升压变换器，由于结构的对称性，以变换器模块一作为分析对象；为简化分析，忽略漏感的影响，那么在整个开关周期中模块一可分为两个时期，DTS即开关管导通时期，励磁电感在输入电压作用下充电储能，(1-D)TS即开关管关断时期，励磁电感放电。
[0068] 开关管S1导通时，励磁电感Lm1充电：
[0069] VLm1_C＝Vin (1)
[0070] 开关管S1关断时，励磁电感放电，此时励磁电感两端电压为：
[0071]
[0072] 在整个周期中励磁电感满足伏秒平衡定则：
[0073]
[0074] 不考虑漏感情况下模块一输出、输入之间关系为：
[0075]
[0076] 同理可得模块二输出、输入之间关系为：
[0077]
[0078] 根据第二章的分析，变换器输出电压Vo可以表示为：
[0079] Vo＝VC1+VC2-Vin (6)
[0080] 将式(4)、(5)代入(6)可得在不考虑漏感存在的情况下输入输出关系为：
[0081]
[0082] 由式(7)可知，与输出浮地输入并联升压变换器相比，本章所提变换器利用耦合电感的变比可以有效扩展增益。当n＝2、D＝0.7时，变换器增益为15。
[0083] 器件应力
[0084] 忽略漏感的影响以及电容电压纹波，可知模块一、模块二中开关管电压应力分别与各自钳位二极管电压应力相同：
[0085]
[0086] 输出二极管DC1、DC2电压应力为各自输出电容电压减去副边绕组电压以及钳位电容电压：
[0087]
[0088] 由上式可见，器件的电压应力与D、n相关，图4为器件电压应力与输出电压之比随占空比、变比变化的曲线。
[0089] 图4中纵坐标为器件电压应力与输出电压之比，横坐标为变比；line1、line4分别为输出二极管电压应力与输出电压之比在占空比为0.3、0.8时随变比变化曲线，line2、line3分别为开关管电压应力与输出电压之比在D分别为0.3、0.8时随变比变化曲线；可以看出伴随变比的增大，开关管电压应力与输出电压之比逐渐降低，伴随着占空比的减小，开关管电压应力与输出电压之比有所增加；而输出二极管电压应力与输出电压之比，随变比增大而有所上升，随占空比增大而减小。合理设计耦合电感变比以及占空比可有效降低开关管、二极管电压应力。
[0090] 拓扑衍生
[0091] 基于上述基本输出浮地输入并联高增益Boost变换电路，可衍生出一类n相输出浮地输入并联高增益Boost变换电路，所提n相输出浮地输入并联高增益Boost变换电路如图5所示，两模块结构对称，以模块一为例，模块一中每一相共享同一个钳位电容，每相耦合电感副边绕组并联；增益与基本输出浮地输入并联高增益Boost变换电路相同，输入电流为n相电流叠加，可有效降低输入电流脉动。
[0092] 本发明将耦合电感的升压特性与输出浮地输入并联Boost变换电路相结合，解决了传统Boost电路的电压增益限制问题，采用交错技术有效降低输出电压、电流纹波，并减小开关管的电压应力；并据此衍生出一类n相位输出浮地输入并联高增益Boost变换电路。
[0093] 在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
[0094] 尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。
