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一种修正的模判决多模盲均衡方法 0 0

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申请进展

基本信息

申请人信息

代理人信息

摘要

法律状态

权利要求

说明书

专利申请流程有哪些步骤？

申请

申请号：指国家知识产权局受理一件专利申请时给予该专利申请的一个标示号码。唯一性原则。

申请日：提出专利申请之日。

2013-10-18

申请公布

申请公布指发明专利申请经初步审查合格后，自申请日（或优先权日）起18个月期满时的公布或根据申请人的请求提前进行的公布。

申请公布号：专利申请过程中，在尚未取得专利授权之前，国家专利局《专利公报》公开专利时的编号。

申请公布日：申请公开的日期，即在专利公报上予以公开的日期。

2014-02-19

授权

授权指对发明专利申请经实质审查没有发现驳回理由，授予发明专利权；或对实用新型或外观设计专利申请经初步审查没有发现驳回理由，授予实用新型专利权或外观设计专利权。

2016-09-28

预估到期

发明专利权的期限为二十年，实用新型专利权期限为十年，外观设计专利权期限为十五年，均自申请日起计算。专利届满后法律终止保护。

2033-10-18

基本信息

有效性	有效专利	专利类型	发明专利
申请号	CN201310493509.X	申请日	2013-10-18
公开/公告号	CN103516648B	公开/公告日	2016-09-28
授权日	2016-09-28	预估到期日	2033-10-18
申请年	2013年	公开/公告年	2016年
缴费截止日
分类号	H04L25/03	主分类号	H04L25/03
是否联合申请	独立申请	文献类型号	B
独权数量	1	从权数量	1
权利要求数量	2	非专利引证数量	2
引用专利数量	2	被引证专利数量	0
非专利引证	1、戴明增等.一种新的基于数据可靠性判决引导盲均衡算法.《杭州电子科技大学学报》.2007,第27卷(第2期),; 2、Feng Liu et al..New Multi-modulus Algorithms for Blind Decision-Feedback Equalization of High-order QAM Signals.《Innovative Computing Information and Control,2008,ICICIC"08,3rd International Conference on》.2008,;
引用专利	CN101098416A、CN1688146A	被引证专利
专利权维持	4	专利申请国编码	CN
专利事件		事务标签	公开、实质审查、授权

申请人信息

申请人	南京信息工程大学	第一申请人	南京信息工程大学
专利权人	南京信息工程大学	当前专利权人	南京信息工程大学
发明人	郭业才、王南南、张鑫凤、黄友锐	第一发明人	郭业才
地址	江苏省南京市宁六路219号	邮编
申请人数量	1	发明人数量	4
申请人所在省	江苏省	申请人所在市	江苏省南京市

代理人信息

代理机构

专利代理机构是经省专利管理局审核，国家知识产权局批准设立，可以接受委托人的委托，在委托权限范围内以委托人的名义办理专利申请或其他专利事务的服务机构。

南京众联专利代理有限公司

代理人

专利代理师是代理他人进行专利申请和办理其他专利事务，取得一定资格的人。

顾进、叶涓涓

摘要

本发明公开了一种修正的模判决多模盲均衡方法MMDMMA，重新定义了代价函数，由所定义的代价函数按随机梯度下降法获得前向均衡器和反馈滤波器的权向量更新公式；使用具有时变特性的泄漏因子替现有模判决多模盲均衡方法MDMMA的固定判决因子，能够准确跟踪时变信号。这种替代的效果是：在收敛前，判决误差大，时变泄漏因子也大，收敛速度快；在收敛后，判决误差小，时变泄漏因子也很小，收敛速度慢；采用时变泄漏因子避免了MDMMA方法盲均衡过程的发散又避免了误调。本发明方法均方误差小、收敛速度快、抑制码间干扰和纠正相位旋转能力强，相较模判决多模盲均衡方法MDMMA和常模盲均衡方法CMA有明显的提高。

摘要附图
说明书附图：图1
说明书附图：图2
说明书附图：图3

法律状态

序号	法律状态公告日	法律状态	法律状态信息
1	2016-09-28	授权
2	2014-02-19	实质审查的生效	IPC(主分类): H04L 25/03 专利申请号: 201310493509.X 申请日: 2013.10.18
3	2014-01-15	公开

权利要求

权利要求书是申请文件最核心的部分，是申请人向国家申请保护他的发明创造及划定保护范围的文件。

1. 一种修正的模判决多模盲均衡方法，包括如下步骤：步骤A，发射信号a化)经过脉冲响应信道Kk)并加入信道高斯白噪声η化)后，得到前向均衡器输入信号y化）：y化）=a化化化)+η化），其中k为正整数且表示时间序列；步骤B，步骤A所述的前向均衡器输入信号y化)经前向均衡器得到前向均衡器输出信号 ZF化）：2,α:) =於从)>'(。.其中，fF化)为前向均衡器的权向量;上标T表示转置;下标F表示前向均衡器；步骤C，基于步骤B所述的前向均衡器输出信号zKk)和反馈滤波器输出信号ZB(k)得到判决器如的输入信号Z(k):Z(k)=ZF化)-ZB(k)，其中如脚=據降兴脚，时化)为反馈滤波器的权向量;下标B表示反馈滤波器；步骤D，步骤C所述的判决器输入信号Z化)经判决器如判决得到发射信号序列a化)的估计(幻：其特征在于，所述前向均衡器的权向量时化)通过W下公式进行更新： fF(k+l)=fF(k)-yF[p(k)(eMM_R(；k)+jeMM_i(k)) + (l-p(；k))(eR(k)+jei(k))]y*(k); 其中，μρ为前馈滤波器权向量fF化）的迭代步长，eMM_R&)与eMM_I(k)为多模误差信号ΘΜΜ 化）的实部和虚部，而eMM化）=Z化）[I Z化）|2-；ΓΜΜ化）]，ΓΜΜ化)是k时刻判决器输入信号Z化）的星座图中离Z化)最近的圆上所有的发射信号统计的平方，下标MM表示多模;6R化)与ei化）为z(k)通过误差生成函数生成的误差信号e(k)的实部和虚部，且e(k)=z(k)[|z(k)|2- rcM]，rcM=E[a4化）]/E[a2化）]为发射信号a化)的常模值，下标CM表示常模；/ = ^为虚数单位;y*化)为y化)的共辆；所述反馈滤波器的权向量fB化)通过W下公式进行更新：
式中，μΒ为反馈滤波器权向量fB化)的迭代步长；iVOO为a(k)的共辆;P(k)为新的时变泄漏因子，P化)的数学表达式为：
其中，I X I表示X的绝对值;rcM_R与rcM_i是发射信号a化)常数模rcM = E[a4化）]/E[a2化）] 的实部与虚部二巧。诚')]./巧";脚].r。/ ,=应[β解)]/q",?(A)].aR化)与ai化)是发射信号a化)的实部与虚部;且rCM_R = ：rCM_I ;ΓΜΜ_κΑ)、ΓΜΜ_Ι化)分别是ΓΜΜ化)的实部和虚部，且满足|[|2(7()|2-/',。,(/()]|=11：^111|[|4/()|-'-?'胃,.]|.，111；[]1表示取最小值；進_康示第：[个圆半径的平方； W')为判决误差函数，且抑)=Ζ*脚(I Ζ*脚I2 -峰脚I2) +知W(K脚Γ-1A WI2)，其中如从)与式作)分别是判决输出却。的实部和虚部;ZR化)与ZI化)分别是Z化)的实部和虚部;α >0、β>0。

2. 根据权利要求1所述的修正的模判决多模盲均衡方法，其特征在于:所述前向均衡器权向量时化)和反馈滤波器权向量fB化)的更新公式是基于代价函数通过随机梯度下降法推导而得，所述代价函数为：

说明书

技术领域

[0001] 本发明属于卫星通信技术领域，尤其是设及一种经过改进的判决多模盲均衡方法。

背景技术

[0002] 移动卫星通信系统中，多径衰落、多普勒效应引起的码间干扰（ISI)和相位偏转，使传输信号产生严重崎变，在接收端产生失真，严重影响通信质量。为了提高通信质量，研究人员给出了一类基于数据可靠性判决引导的盲均衡方法CMA，该类方法主要利用前向均衡器消除信道均衡的前导失真，利用反馈滤波器来抵消后尾失真。但随着现代通信技术对调制信号的功率利用率要求越来越高，常使用高阶幅度调制信号QAM来提高信号的功率利用率，然而高阶幅度调制信号QAM星座图的数据点不是集中在一个固定模值上而是分布在多个半径不同的圆上，是多模信号而非常模信号，如果采用常模盲均衡方法CMA均衡高阶 QAM信号，既不能消除多径效应引起的码间干扰ISI及纠正信道崎变引起信号的相位偏转，又会产生较大的稳态误差。

[0003] 为了有效抑制码间干扰、纠正相位偏转并恢复高阶QAM信号，研究人员又给出了模判决多模盲均衡方法MDMMA，其原理如图1所示。模判决多模盲均衡方法的实质是采用多模判决方法更新均衡器权向量。与传统的常模盲均衡方法CMA相比，MDMMA方法先寻找离均衡输出点星座图最近的圆，用它的半径平方替代发射信号统计模值的平方，再把判决区域变成多个区域，每个判决区域对应一个CMA方法，并用固定判决因子1或0来确定均衡器权向量是否更新，运种方法难W有效跟踪时变信道特性，也难W有效纠正信道变化引起的信号相位旋转，而且稳态误差大。在图1中，a化)是独立同分布的发射信号;h化)是信道脉冲响应，n 化)信道加性高斯噪声;f化)是均衡器权向量;y化)是均衡器输入信号;如是判决器;Z化)是判决器输入信号;如A)为发射信号a化)的估计。模判决多模盲均衡方法MDMMA的代价函数为

[0004] J(k)=n . E{[ Iz化）|2-rMM化）]2} (1)

[0005] z(k)=fT化)y化）（2)

[0006] 式中，Ixl表示X的绝对值;E表示取数学期望;Tl为判决因子，是常数;上标T表示转置;rMM化)是k时刻判决器输入信号Z化)的星座图中离Z化)最近的圆上所有的发射信号统计的平方，下标MM表示多模;J化)对均衡器权向量fXk)求梯度，得fXk)的更新公式为

[0007] f (k+1) =f (k)-ji • n • GMM化）y*(k) (3)[000引式中，ii是步长，为固定值;6MM化）=z化）[|z化化）]为多模误差函数，乃k) 是y化)的共辆。

[0009] 设QAM信号分布在已知半径的N个圆上，N为正整数;進_康示第i个圆半径的平方， i = l，••• ,Njmm化)与rMM_i满足的关系为

[0010] |[| Z(I) I2 W] I= m苗[I Z(A) I2 -'側，]I (4)[001 U 式中，min表示取最小值。

[0012] 式（I)或式(3)中，Tl为判决因子，且

[0013](5)

[0014] 巧甲，柳=叫曰，化；」/圳曰。化；」刃巧斯信号曰化；的常模值，下标〔1表示常模；3邑11 (X)为X的符号函数，当x>0时，S即(X) = 1，当X = O时，S即(X) =0,当x<0时，S即(X) =-1，下同。

[0015] 从上述分析可知，在MDMMA中，是采用多模判决方法确定权向量是否更新的：判决因子n的值由判决结果确定为1或0,由判决因子n的值来确定均衡器权向量是否更新；当满足判决条件时，判决因子值为1，权向量进行更新，当不满足判决条件时，判决因子值为0,权向量不更新。一旦均衡器权向量需要更新，则固定步长y的取值影响着均衡过程的收敛速度和均方误差，无法克服收敛速度和均方误差之间的矛盾。运种模判决多模盲均衡方法MDMMA 的固定判决因子不具有动态跟踪性能，无法跟踪信道特性的变化，因而也无法获得良好的均衡性能。

发明内容

[0016] 针对高阶QAM信号的星座特征及现有模判决多模盲均衡方法MDMMA中的固定判决因子不具有动态跟踪性能的缺陷，本发明公开了一种修正的模判决多模盲均衡方法匪DMMA，通过定义新的代价函数并用定义的时变泄漏因子替代现有MDMMA技术中的固定判决因子，有效提高了模判决多模盲均衡方法MDMMA在抑制码间干扰ISI、纠正相位偏转、降低稳态误差等方面的性能。

[0017]为了达至化述目的，本发明提供如下技术方案：

[0018] 步骤A，发射信号a化)经过脉冲响应信道Kk)并加入信道高斯白噪声n化)后，得到前向均衡器输入信号y化）：y化）=a化化化)+n化），其中k为正整数且表示时间序列；

[0019] 步骤B，步骤A所述的前向均衡器输入信号y化)经前向均衡器得到前向均衡器输出信号Z^k):.其中，fF(k)为前向均衡器的权向量;上标T表示转置;下标F 表示前向均衡器；

[0020] 步骤C，基于步骤B所述的前向均衡器输出信号zKk)和反馈滤波器输出信号ZB化）得到判决器如的输入信号Z化）：Z化）=ZF化)-ZB化），其中I fB化)为反馈滤波器的权向量;下标B表示反馈滤波器；

[0021] 步骤D，步骤C所述的判决器输入信号Z化)经判决器如判决得到发射信号序列a化）的估计如巧；

[0022] 其特征在于，所述前向均衡器的权向量fKk)通过W下公式进行更新：

[0023] fF化+1) = fF化)-jiF[p(k) (eMM_R(；k)+jeMM_i(k) ) + (l-p化））（6R(k)+jei化））]y*(k);

[0024] 其中，叫为前馈滤波器权向量时化）的迭代步长，eMM_R&)与GMM_I化)为多模误差信号6MM化)的实部和虚部，而6MM化）=Z化）[I Z化）I 2-rMM化）]JMM化)是k时刻判决器输入信号Z 化)的星座图中离Z化)最近的圆上所有的发射信号统计的平方，下标MM表示多模;6R化)与ei 化)为Z化)通过误差生成函数生成的误差信号e化)的实部和虚部，且e化）=z化）[I Z化）I2- rcM]，rcM = E[a4化）]/E[a2化）]为发射信号a化)的常模值，下标CM表示常模；％虚数单位；

[0025]所述反馈滤波器的权向量fB化)通过W下公式进行更新：[00261

[0027] 式中，化为反馈滤波器权向量fB化)的迭代步长;P化)为新的时变泄漏因子，P化)的数学表达式为：[002引

[0029] 其中，Ixl表示X的绝对值;rcM_^rcM_i是发射信号a化)常数模rcM=E[a4化）]/E[a2 化)]的实部与虚部：^aR化)与ai化)是发射信号a化)的实部与虚部;且rcM_R = rcM_i ;削_[?化）、削_1化)分别是rMM化)的实部和虚部，且满足,。_、，，.胃胃、
__________ ,W ，min表示取最小值;r«_康示第i个圆半径的平方;却A)为判决误差函数，且I
.其中与如A)分别是判决输出WO的实部和虚部；ZR(k)与ZI化)分别是z(k)的实部和虚部;a>0、e>0。作为本发明的优选方案，所述前向均衡器权向量时化)和反馈滤波器权向量 fB化)的更新公式是基于代价函数通过随机梯度下降法推导而得，所述代价函数为：

[0030] Jneiw化）=Jnew_rA)+Jnew_i化）；

[0031] 其中，[003^ jNEW_^k)=E[(|zR(k)|2-rMM_^k))2] .P化) + [l-p化）]«E[(|zR(k)|2-rcM_R)2]
[003；3] jNEW_^k)=E[(|zi(k)|2-rMM_^k))2].pA) + [l-pA)].E[(|zi(k)|2-rcM_i)2]。

[0034] 与现有技术相比，本发明具有如下优点和有益效果:重新定义了代价函数，由所定义的代价函数按随机梯度下降法获得前向均衡器和反馈滤波器的权向量更新公式;使用具有时变特性的泄漏因子替现有模判决多模盲均衡方法MDMMA的固定判决因子，能够准确跟踪时变信号。运种替代的效果是:在收敛前，判决误差大，时变泄漏因子也大，收敛速度快；在收敛后，判决误差小，时变泄漏因子也很小，收敛速度慢;采用时变泄漏因子避免了 MDMMA 方法盲均衡过程的发散又避免了误调。本发明方法均方误差小、收敛速度快、抑制码间干扰和纠正相位旋转能力强，相较模判决多模盲均衡方法MDMMA和常模盲均衡方法CMA有明显的提局。

实施方案

[0040] W下将结合具体实施例对本发明提供的技术方案进行详细说明，应理解下述具体实施方式仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。

[0041] 本发明提供的修正的模判决多模盲均衡方法MMDMMA原理图如图2所示，该方法除结合了判决反馈结构，而且重新定义了代价函数及并将模判决多模盲均衡方法MDMMA中的固定判决因子n重新定义为时变泄漏因子P化）。本方法设及的判决反馈结构中具有前向均衡器和反馈滤波器，前向均衡器和反馈滤波器的权向量分别根据新的代价函数推导出的公式进行更新。

[0042] 具体地说，本方法包括如下步骤：

[0043] 步骤A，发射信号a化)经过脉冲响应信道Kk)并加入信道高斯白噪声n化)后，得到前向均衡器输入信号y化）：y化）=曰化化化)+n化）（6)

[0044] 其中k为正整数且表示时间序列，下述文字中k意义与本步骤相同。

[0045] 步骤B，将步骤A所述的前向均衡器输入信号y化)经前向均衡器得至I揃向均衡器输出信号 ZF化）：三/. (/〇二.片（/^ 化(/:) (7)

[0046] 其中，fKk)为前向均衡器的权向量，上标T表示转置，下标F表示前向均衡器。

[0047] 步骤C，由步骤B所述的前向均衡器输出信号zKk)和反馈滤波器输出信号ZB化)得到判决器如的输入信号Z化）：Z化）=ZF化)-ZB化）（8)[004引其中ZB(k)是由反馈滤波器输入信号经反馈滤波器得到的：¾脚= 化)W)，fB 化)为反馈滤波器的权向量，下标B表示反馈滤波器。

[0049] 步骤D，步骤C所述的判决器输入信号Z化)经判决器如判决得到发射信号序列a化）的估计(幻。：

[0050] 其中，前向均衡器和反馈滤波器的权向量更新公式由新的代价函数进行推导，我们将新的代价函数定义为

[0051] Jnwe化）=jNEW_R(^k)+jNEW_i(k) (9)[0化2] 式中
[0化；3] jNEW_RA)=E[(|zRA)|2-rMM_RA))2].pA) + [l-pA)].E[(|zRa)|2-rCM_R)2] (10)

[0054] jNEW_i(k)=E[(|zi(k)|2-rwM_i(k))2] .p(k)+[l-p(k)] .E[(|zi(k)|2-rcM_i)2] (11)

[0055] 新的时变泄漏因子P化)定义为：[0化6]
(巧

[0057]其中，Ixl表示X的绝对值术M_R与rcM_i是发射信号a化)常数模rcM=E[a4化）]/E[a 2 (k)]的实部与虚部：，aR(k)与ai(k)是发射信号3(1〇的实部与虚部;且側_1?二側_1;道_1?(1〇、道_1(1〇分别是》(1〇的实部和虚部，且满足
1，min表示取最小值;rMM i表示第i个圆半径的平戸1 - 方;旬A)为判决误差函数，且
，其中如作)与5心)分别是判决输出却巧的实部和虚部;ZR化)与Zi(k)分别是z(k)的实部和虚部;a，e为常数，且a>〇、e>〇分别控制泄漏因子P化)的变化速度和取值范围。与式(5)相比，式(5)中的n根据判决条件是否满足取值，当判决条件满足时，n=i，则权向量f化)按式(3) 更新，很明显无法克服收敛速度与均方误差间的矛盾，甚至发散;而式(12)中的P化)在判决条件满足时，在权向量更新过程中按判决误差聲巧的函数随时调整，具有良好的跟踪性能。 [005引按随机梯度下降法，利用前述的代价函数Jnew化)对前向均衡器权向量时化)求梯度，得时化)的更新公式为 [0化9]
(13)

[0060] 式中，畑W(A)、畑脚与V知…皿邪_心')分别表不代价函数Jnew 化）、Jnew_rA)与Jnewj化)对时化)的梯度;帖为前馈滤波器权向量时化)的迭代步长，是常数； 6丽_[?化)与6丽_1化)为多模误差信号6MM化)的实部和虚部，而6MM化）=Z化）[I Z化）I 2-rMM化）]; GR化)与ei化)为Z化)通过误差生成函数生成的误差信号e化）的实部和虚部，且e化）=z化） [Iz化）|2-柳]，^ = 6[曰4化)]/6[曰2化)]为发射信号曰化)的常模值;/化)为八1〇的共辆；

[0061] 按随机梯度下降法，利用前述的代价函数Jnew化)对反馈滤波器权向量fB化)求梯度，得fB化)的更新公式为 [006?![006；3]式中，脚、抓，JJ(A)与顺r_/(A)分别表不代价函数Jnew 化）、Jnew_r化)与Jnew_i化)对fB化)的梯度;(/U为a (k)的共辆;JiB为反馈滤波器权向量f B化）的迭代步长，是常数。

[0064]为了验证本发明方法MMDMMA方法的有效性，我们分别W模判决多模盲均衡方法 MDMMA和常模盲均衡方法CMA为比较对象进行了仿真实验研究。实验中，信道为典型的卫星信道11=[-0.005-0.004^.0.009+0.03^.-0.024-0.104^.0.854+0.520^.-0.218+0.273占. 0.049+0.074^'-0.016+0.020別；发射信号为16941，信噪比为30地;〔14和]\«^14的迭代步长分别为0.003、0.005，滤波器的权长16;在匪0114中，邮=0.0005、化=0.00055，泄漏因子中曰 =O. 37、e = 2.5 X 1(T5，前向均衡器权长Lf为16，反馈滤波器权长Lb为6，500次蒙特卡罗仿真结果如图3所示。其中图3(a)为均衡器输入信号，图3(b)为CMA输出信号，图3(c)为MDMMA输出信号，图3(d)为MMDMMA输出信号，图（e)为均方误差曲线图，图（f)为剩余ISI曲线图。图3 (a)表明，经过卫星信道后的信号产生了严重的幅度失真和相位旋转；图3(b)表明，CMA方法不能纠正信号的相位旋转，且星座图非常的模糊、分散，显然此方法不能满足要求。图3(c) 表明，MDMMA方法仍然不能纠正信号的相位旋转，但星座图较图3(c)清晰、紧凑;显然此方法仍纠正相位旋转能力差。图3(d)表明，本发明方法MMDMMA，不仅能纠正信号的相位旋转，而且星座图非常清晰、紧凑，较好地解决了相位偏转问题。图3 (e)为均方误差曲线，与CM方法和MDMMA方法比较，本发明方法MMDMMA在迭代初期就能快速收敛，收敛速度最快，收敛后的均方误差值比MDMMA方法降低了约6dB、比CMA方法降低了约11地。图3 (f)为剩余I SI曲线图，本发明方法MMDMMA的剩余码间干扰比MDMMA降低了约15地，比CMA降低了约22地。综合实验结果可知，本发明方法MMDMMA均方误差小、收敛速度快、抑制码间干扰和纠正相位旋转能力强。

[0065]本发明方案所公开的技术手段不仅限于上述实施方式所公开的技术手段，还包括由W上技术特征任意组合所组成的技术方案。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可W做出若干改进和润饰，运些改进和润饰也视为本发明的保护范围。

附图说明

[0035] 图1为模判决多模盲均衡方法MDMMA原理图；

[0036] 图2为本发明提供的修正的模判决多模盲均衡方法MMDMMA原理图；

[0037] 其中，a化)是独立同分布的发射信号，h化)是信道脉冲响应，n化)信道加性高斯噪声，y化)是前向均衡器输入信号，时化)为前向均衡器权向量，zWk)为前向均衡器输出信号， fB化)为反馈滤波器权向量，ZB化)为反馈滤波器输出信号，e化)为Z化)通过误差生成函数生成的误差信号，Z化)是判决器输入信号，WA'）为发射信号a化)的估计;下标F表示前向均衡器，下标B表示反馈滤波器。

[0038] 图3为本发明仿真实验结果图；

[0039] 其中，图（a)为均衡器输入信号，图(b)为CMA输出信号，图k)为MDMMA输出信号，图 (d)为MMDMM输出信号，图（e)为均方误差曲线图，图（f)为剩余ISI曲线图。

1一种便于携带的卫星通信箱 2一种便携式卫星通信业务箱 3一种船载卫星通信设备的警报装置 4一种易拆装的移动车载式卫星通信用信号站 5基于丢包率的卫星通信自适应拥塞控制方法 6一种基于丢包率的卫星通信分段式拥塞控制方法