[0020] 下面结合说明书附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。
[0021] 本发明设计一种开关磁阻电机功率变换器的控制方法，在不增加开关器件的情况下，通过使用电容和二极管实现导通区部分阶段升压，以及续流区部分阶段升压，从而使得电机励磁和续流加快，通过增大电流峰值而增大导通区输出转矩，同时在续流阶段实现快速续流，关断角可以尽可能延后和拓宽导通区间，减小下一相开通后对当前相续流的影响。
[0022] 如图1所示，本发明设计了一种开关磁阻电机功率变换器，即电容储能型升压电路与上开关公共型功率变换器的级联，所述电容储能型升压电路包括直流电源电压US、第1电解电容C1、第2电解电容C2、第5二极管D5、第6二极管D6、第7二极管D7；其中，直流电源电压US的正极分别与第5二极管D5的阳极、第6二极管D6的阴极、第1电解电容C1的正极相连接；第5二极管D5的阴极与第2电解电容C2的正极相连接；第2电解电容C2的负极分别与第6二极管D6的阳极、第7二极管D7的阴极相连接；第1电解电容C1的负极、第7二极管D7的阳极分别与直流电源电压US的负极相连接。
[0023] 所述上开关公共型功率变换器包括公共开关管K1、公共续流二极管D1和至少一相驱动桥臂，其中，各相驱动桥臂电路均包括一相电机绕组、以及对应相开关管和对应相续流二极管；其中，第5二极管D5的阴极分别与公共开关管K1的集电极、以及各相续流二极管的负极相连接；公共开关管K1的发射极分别与公共续流二极管D1的阴极、以及各相电机绕组的其中一端相连接；各相电机绕组的另一端、以及对应相续流二极管的正极分别与对应相开关管的集电极相连接；公共续流二极管D1的阳极、以及各相开关管的发射极分别与直流电源电压US的负极相连接。
[0024] 实际应用中，对于上开关公共型功率变换器，如图1所示，具体设计包括A相电机绕组A、B相电机绕组B、C相电机绕组C、公共开关管K1、A相开关管K2、B相开关管K3、C相开关管K4、公共续流二极管D1、A相续流二极管D2、B相续流二极管D3和C相续流二极管D4。其中，第5二极管D5的阴极分别与公共开关管K1的集电极、A相续流二极管D2的阴极、B相续流二极管D3的阴极、C相续流二极管D4的阴极相连接；公共开关管K1的发射极分别与公共续流二极管D1的阴极、A相电机绕组A的其中一端、B相电机绕组B的其中一端、C相电机绕组C的其中一端相连接；A相电机绕组A的另一端、A相续流二极管D2的阳极分别与A相开关管K2的集电极相连接；B相电机绕组B的另一端、B相续流二极管D3的阳极分别与B相开关管K3的集电极相连接；C相电机绕组C的另一端、C相续流二极管D4的阳极分别与C相开关管K4的集电极相连接；公共续流二极管D1的阳极、A相开关管K2的发射极、B相开关管K3的发射极、C相开关管K4的发射极分别与直流电源电压US的负极相连接。
[0025] A相电机绕组A与公共开关管K1、A相开关管K2串联构成A相驱动桥臂，公共续流二极管D1、A相电机绕组A、A相续流二极管D2构成A相关断续流回路；B相电机绕组B与公共开关管K1、B相开关管K3串联构成B相驱动桥臂，公共续流二极管D1、B相电机绕组B、B相续流二极管D3构成B相关断续流回路；C相电机绕组C与公共开关管K1、C相开关管K4串联构成C相驱动桥臂，公共续流二极管D1、C相电机绕组C、C相续流二极管D4构成C相关断续流回路。
[0026] 所设计开关磁阻电机功率变换器，继承了传统的公共开关型功率变换器的所有优点，相较于传统的不对成板桥功率变换器，节省了两个功率开关管和两个续流二极管；开关器件的减少同样会减少功率驱动电路的路数，驱动控制更为简单，对控制器的要求大幅降低，此外，由于上开关管公共，整个驱动系统只需要两路独立辅助电源；系统成本和控制难度可大幅下降，其中，公共开关管K1承担了各相驱动模式的通断工作，公共续流二极管D1承担了各相续流工作，可以有效减小开关器件的损耗。
[0027] 基于所设计开关磁阻电机功率变换器，本发明还设计一种针对开关磁阻电机功率变换器的控制方法，包括各相电机绕组的工作控制方法，其中，各相电机绕组的工作控制方法彼此相同，各相电机绕组的工作控制方法中，包括分别针对各相电机绕组中的A相电机绕组，分别执行模式一工作控制方法、模式二工作控制方法、模式三工作控制方法，其中，如图2所示，分别针对各相电机绕组中的A相电机绕组，执行如下模式一工作控制方法：
[0028] 当A相电机绕组初始开通时，公共开关管K1和A相开关管开通，第2电解电容C2、公共开关管K1、A相电机绕组、A相开关管和第7二极管D7构成相绕组励磁回路，由第2电解电容C2放电给A相电机绕组进行初始励磁，伴随第2电解电容C2的电压由Us+ΔU下降至Us，其中Us为直流电源电压。
[0029] 上述模式一工作控制方法中，导通区初始励磁阶段A相电机绕组中加载的励磁电压为Us+ΔU，高于直流电源电压电压Us，可以实现高压迅速励磁，可在相同开通角的条件下，峰值电流更大，使得在同样开通角和关断角的区间能获得更大的输出转矩。
[0030] 如图3所示，分别针对各相电机绕组中的A相电机绕组，执行如下模式二工作控制方法：
[0031] 基于第2电解电容C2放电、使得其电压由Us+ΔU下降至UUs时，由直流电源电压US、第5二极管D5、公共开关管K1、A相电机绕组、A相开关管、第1电解电容C1构成励磁回路，并由直流电源电压US针对A相电机绕组进行励磁，此时A相电机绕组励磁电压为Us。
[0032] 如图4所示，分别针对各相电机绕组中的A相电机绕组，执行如下模式三工作控制方法：
[0033] 基于模式二的操作，公共开关管K1和A相开关管同时关断，A相电机绕组进入关断续流模式，A相电机绕组、A相续流二极管、第2电解电容C2、第6二极管D6、第1电解电容C1构成A相续流回路，由于第1电解电容C1与直流电源电压US并联，第1电解电容C1电压不变，A相续流电流给第2电解电容C2充电，使得第2电解电容C2的电压升至Us+ΔU，A相电机绕组续流阶段加载在A相电机绕组两端电压为-(2Us+ΔU)，使得A相电机绕组快速续流至零。
[0034] 上述模式三工作控制方法中，关断续流阶段，A相电机绕组中两端电压为大小为-(2Us+ΔU)的反向电压，其绝对值大小远高于直流母线电压Us，可使得A相电机绕组快速续流至零，可以避开传统上开关管公共型变换器续流慢、而造成的导通区间大大缩短的问题；与传统的上开关管公共型变换器相比，在相同的开通角和关断角的条件下，本发明功率变换器具备快速续流特点，即使导通区电流更大，也能在较短的区间内续流至零，可以输出更大的转矩；此外，由于快速续流的特点，在开通角相同的条件下，关断角可以延后一定的角度，使得导通区间变宽，进一步提升电机输出转矩，同时也使得电机控制更为灵活；可根据电容充放电快慢，灵活选择开通、关断角在实现最大转矩输出的同时，还可以有效避开两相重叠导通的工作模式。
[0035] 将上述所设计开关磁阻电机功率变换器的控制方法，应用于实际当中，[0036] 如图5和图6所示，其中，相电流1为上管公共型功率变换器工作时的相电流波形，相电流2为本发明开关磁阻电机功率变换器工作时的相电流波形，绕组电压1为上管公共型功率变换器工作时的相绕组两端电压波形，绕组电压2为本发明开关磁阻电机功率变换器工作时的相绕组两端电压波形。本发明功率变换器在导通区初始励磁阶段A相电机绕组中加载的励磁电压为Us+ΔU，高于上管公共型功率变换器在该阶段A相电机绕组中加载的励磁电压Us，因此可以实现高压迅速励磁，可在相同开通角的条件下，获得更大的峰值电流，使得在同样开通角和关断角的区间呢获得更大的输出转矩。
[0037] 关断续流阶段，本发明开关磁阻电机功率变换器中A相电机绕组中两端电压为大小为2Us+ΔU的反向电压，其绝对值大小远高于上管公共型功率变换器在关断续流阶段A相电机绕组中两端加载的大小为Us的反向电压。因此，本发明开关磁阻电机功率变换器具备快速续流特征，A相电机绕组电流可以快速续流至零。
[0038] 如图5所示，在相同的开通角和关断角的条件下，本发明相电机绕组具备快速续流特点，即使导通区峰值电流更大的情况下，也能在更短的时间内续流至零，从而实现更大的转矩的输出。
[0039] 如图6所示，由于本发明相电机绕组具备快速续流的特点，在开通角相同的条件下，关断角可以延后一定的角度，使得导通区间变宽，进一步提升电机输出转矩，同时也使得电机控制更为灵活。因此，可根据电容充放电快慢，灵活选择开通、关断角在实现最大转矩输出的同时，还可以有效避开两相重叠导通的工作模式。
[0040] 上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。
