[0023] 现在参考附图描述本发明的实施例，附图中类似的元件标号代表类似的元件。
[0024] 为了更好地理解本发明，先对其原理进行以下说明。请参考图1，其给出了一种一阶积分一位量化差异积分调制器结构。如图所示，输入电压为Vin，反馈电压为Dout，两者相减后的差值经过积分器，输出为Vint。Vint经过量化，与量化噪声(QuantizerNoise)Qnoise叠加后输出Dout。Dout作为差异积分调制器的输出，再经过噪声滤波器处理后即可得到ADC转换后的数字信号。由于调制器通常表现为把低频噪声推移到较高的频率，噪声滤波器一般采用低通滤波结构，在数字域实现。
[0025] 进一步地，调制器的信号传递函数Hsig(s)和量化噪声传递函数Hqn(s)推导如下：
[0026]
[0027] 由式(1)可知，量化器对输入信号呈现低通响应。由式(2)可知，量化器对量化噪声呈现高通响应。故在量化器输出端经过数字滤波处理(即噪声滤波器，一般使用 低通滤波器)对噪声进行滤除，即可恢复出正确的模数转换信号。
[0028] 基于上述原理，本发明提供了一种轨到轨输入的连续时间差异积分调制器。具体地，如图2所示，该差异积分调制器包括积分电路、量化电路、采样电路及驱动电路，积分电路用于实现输入电压和反馈电压的相减和积分，量化电路用于实现对积分电路输出的量化，采样电路用于实现对量化电路输出的采样，该驱动电路连接采样电路的输出端，用于驱动后续数字处理电路。其中，积分电路基于反相器和RC积分器结构实现，量化电路基于反相器结构实现，采样电路基于真单相时钟结构的延迟触发器实现。
[0029] 具体地，积分电路包括电阻R1、R2、电容C1、反相器INV1及NMOS管N1，输入电压Vin从电阻R1的一端输入，电阻R1的另一端连接反相器INV1的输入端，反馈电压Dout从电阻R2一端输入，电阻R2的另一端连接反相器INV1的输入端，电容C1的两端分别连接反相器INV1的输入端和输出端，NMOS管N1的源极和漏极分别连接反相器INV1的输入端和输出端，NMOS管N1的漏极连接量化电路的输入端。
[0030] 需要说明的是，在该积分电路中，反相器INV1用作单输入放大器，与差分输入放大器相比，其参考电压等于自身的阈值电压。NMOS管N1用于实现积分电路的复位，且当NMOS管对积分电路进行复位时，反相器INV1的输入端和输出端短接。
[0031] 进一步地，量化电路包括两个级联的反相器INV2和INV3，该量化电路的比较电平即反相器自身的阈值电压。
[0032] 进一步地，采样电路包括两个级联的延迟触发器DFF1、DFF2，一时钟信号clk和反相器INV3的输出分别输入延迟触发器DFF1，延迟触发器DFF1的输出和另一时钟信号clkb分别输入延迟触发器DFF2，延迟触发器DFF2的输出反馈电压至积分电路。
[0033] 进一步地，驱动电路为反相器INV4。
[0034] 此外，需要说明的是，在图2中，调制器的信号传递函数Hsig(s)和量化噪声传递函数Hqn(s)推导如下：
[0035]
[0036] 因此，在设计中，可以通过调整电阻R1、R2和电容C1对差异积分调制器的-3dB频率拐角进行修改，从而适应不同的应用要求。
[0037] 具体地再请参考图3，延迟触发器包括PMOS管P1、P2、P3、P4、P5及NOMS管N1、N2、N3、N4、N5、N6。PMOS管P1、P3、P4、P5的源极接电源，输入时钟连接PMOS管P1、P3及NMOS管N2的栅极，D输入信号连接PMOS管P2及NOMS管N1的栅极，PMOS管P1的漏极连接PMOS管P2的源极，PMOS管P2的漏极连接NMOS管N1的漏极、NMOS管N3的栅极，PMOS管P3的漏极连接PMOS管P4的栅极、NMOS管N3的漏极及NMOS管N5的栅极，PMOS管P4的漏极连接PMOS管P5的栅极、NMOS管N5的漏极及NMOS管N6的栅极，PMOS管P5的漏极连接NMOS管N6的漏极，NMOS管N1、N2、N4及N6的源极接地，NMOS管N2的漏极连接NMOS管的N3的源极，NMOS管N4的漏极连接NMOS管的N5的源极，NMOS管N6的漏极连接Q输出。在图3中，PMOS管P1和P3、NMOS管N2和N4的栅极受输入时钟CLK控制；PMOS管P2和NMOS管N1的栅极受数据D输入控制。PMOS管P5和NMOS管N6构成输出级，用于驱动外部负载。
[0038] 具体地，当输入时钟CLK为高时，D触发器工作在采样模式。PMOS管P1和P3关断，NMOS管N2和N4开启，内部节点s3和s5被拉低，s2与D输入反相，s4与D输入同相，qb与输入反相，Q输出与输入同相，从而实现了从D输入到Q输出的传递。
[0039] 当输入时钟CLK为低时，D触发器工作在保持模式。PMOS管P1和P3开启，NMOS管N2和N4关断，内部节点s1和s4被拉高。由于N4被关断，所以NMOS管N5无法导通；另一方面，s4被拉高，故PMOS管P4被关断，qb的状态保持，Q输出保持不变。
[0040] 进一步地，从图4至图5可以看出，本发明的差异积分调制器的反馈电压Dout输出脉宽随直流电平输入变化，实现了输入电平对输出脉宽的调制。而从图6给出的瞬态正弦信号输入时差异积分调制器的输出波形图，可以看到输出脉宽随输入电压波 形动态变化。
[0041] 从以上描述可以看出，本发明的量化电路中采用两级反相器执行比较，一方面提高了量化电路的增益，减小比较误差；另一方面则起到反相后再反馈给积分电路的作用。此处，先量化再采样，避免了采样电路的时钟馈通对积分电路工作造成影响。
[0042] 综上，本发明实现了简单的轨到轨输入的连续时间差异积分调制器，用于芯片内低频模拟电压的监控。基于反相器和TSPC结构的DFF，结合电阻和电容，实现了一个结构简单、易于迁移的轨到轨输入的连续时间差异积分调制器，适用于对全电源电压范围的低频模拟量进行监控，减小了面积，降低了功耗，提高了集成度，从而降低了生产成本，延长了待机时间。
[0043] 以上结合最佳实施例对本发明进行了描述，但本发明并不局限于以上揭示的实施例，而应当涵盖各种根据本发明的本质进行的修改、等效组合。
