[0004] 本发明的目的是为解决MMC在低频运行时其子模块的电容电压的波动较大的问题，提出了一种三次谐波结合高频方波共模电压和正弦波环流的混合注入的方法(三次谐波混合注入法)，提出了一种模块化多电平变换器低频运行状态下的控制方法，其原理是参考空间矢量调制法，对工频调制波与要注入的高频环流分别叠加三次波。该方法的提出主要包括以下步骤：
[0005] 步骤1，对MMC系统参数变量进行定义；
[0006] 设Ski为k相第i个子模块的开关函数k＝a,b,c，桥臂子模块的电容电压参考值为Uc，子模块和桥臂电容个数分别为2N，直流母线电压为Udc，子模块电容电压函数为Usmki，nkp、nkn分别为k相上下桥臂的开关调制函数，k相上下桥臂等效电压为Ukp、Ukn，Idiffk为MMC的k相桥臂环流，桥臂电感为Larm。R为桥臂等效电阻，ikp、ikn分别为k相上下桥臂电流，Us为MMC输出电压，iks为输出电流，Ro为输出等效电阻，Lo为输出滤波电感，Uks为三相电网电压；
[0007] 步骤2，对MMC进行建模
[0008] MMC每个桥臂子模块等效为一个交流电压源，建立MMC的开关平均模型。由基尔霍夫电压定律和基尔霍夫电流定律得到以下关系式：
[0009]
[0010]
[0011]
[0012]
[0013] 令Udiffk为桥臂环流电压，则：
[0014]
[0015] 根据MMC等效电路得到：
[0016] Ukp-Ukn＝2Us+Udiffk (s6)
[0017] Ukp+Ukn＝Udc-2Udiffk (s7)
[0018] 定义输出相电压Us与输出电流iks的表达式为：
[0019]
[0020] 并定义系统的调制比M为：
[0021]
[0022] Um为输出相电压的峰值，Im为输出电流的峰值，ω0为系统的角频率，θ为输出电流与输出电压的相位差。
[0023] 为了简化分析，忽略桥臂电感和等效电阻R的压降Udiffk，则将Ukp、Ukn改写为：
[0024]
[0025] 而上下桥臂电流ikp、ikn分别表示为：
[0026]
[0027] 其中Idiffk为桥臂环流，由两部分组成：直流环流分量Idiffk_dc和交流环流分量Idiffk_ac。
[0028] Idiffk_dc的幅值为直流母线电流的1/3，负责将直流母线的有功功率P传输至交流输出母线。因此Idiffk_dc的表达式为：
[0029]
[0030] 而环流的交流分量Idiffk_ac的关系式为：
[0031]
[0032] 桥臂环流的大小由上下桥臂电压之和控制。
[0033] 为了简化对环流机理的分析，做出如下假设：
[0034] ①、每相的子模块电容电压Uc的平均值为Udc/N；
[0035] ②、MMC系统的桥臂电感、等效桥臂电阻完全相同，上下桥臂完全对称；
[0036] ③、忽略MMC系统的损耗。
[0037] 设Non_p、Non_n为每相上桥臂和下桥臂投入子模块的个数，Ucp为上桥臂子模块电容电压值，Ucn为下桥臂子模块电容电压值，ΔUcp为上桥臂子模块电容电压波动值，ΔUcn为下桥臂子模块电容电压波动值，则：
[0038]
[0039]
[0040] 可推导得出：
[0041]
[0042] 现定义环流Idiffk为直流环流Idiffk_dc与其他频次正弦波环流Idiffk_ac之和，即[0043]
[0044] 其中，Idiffkn为n次环流谐波的峰值，θdiffkn为n次环流谐波的初始相位。推导出上下桥臂的瞬时功率Pkp、Pkn：
[0045]
[0046] 由于ΔUcp＜＜Uc，因此上述式子可简化为：
[0047]
[0048] 结合上述分析，Pkp和Pkn改写为：
[0049]
[0050]
[0051] 上下桥臂的能量Wkp、Wkn为分别为Pkp、Pkn在时间域上的积分，即
[0052]
[0053]
[0054] 因此上下桥臂的能量变化量ΔWkp、ΔWkn表示为：
[0055]
[0056] 其中，C为子模块电容的容值，ΔUcp、ΔUcn为上下桥臂的子模块电容电压变化值，表达式为：
[0057]
[0058]
[0059] 由上述分析得到MMC的环流包含两部分：直流环流和交流环流谐波。其中直流环流传输系统的有功功率，而交流环流谐波是由上下桥臂电压之和与直流母线电压之间存在电势差而造成的。交流环流谐波仅包含偶数次的谐波，且2次谐波分量的比重最大，然后依次减小。环流谐波在MMC的三相桥臂间流动，会造成系统桥臂上的电流应力增大，并会增加桥臂上的损耗，但是不会影响输出电流。
[0060] 电容电压的波动包含基频波动，二倍频波动及其它高次波动，并且波动的幅值与基波频率ω0与电容值大小C成反比，与输出电流峰值成正比。即系统的工作频率越低，子模块电容电压的波动就会越大。
[0061] 步骤3，针对子模块电容电压波动提出控制方法
[0062] 三相的控制方法相同，以a相为例，假设a相桥臂需要注入的高频共模电压为Uz，需要注入的高频环流为Iza。在注入后,a相上下桥臂电压U’ap、U’an和上下桥臂电流I’ap、I’an写为：
[0063]
[0064]
[0065] 其中Ua为a相桥臂输出电压。
[0066] 则将上下桥臂功率Pap、Pan写为：
[0067]
[0068] 其中
[0069]
[0070] 从上式看出，由于Uz与Iza为高频分量，因此Pcm仅含有高频分量。在关于Pdm的表达式中，等式右侧第一项为低频分量。而Pdm的表达式中含有高频分量UzIza，因此只要利用这一高频项将低频分量消除，即让桥臂功率不再含有低频分量，从而抑制子模块电容电压的低频波动。
[0071] 根据上述分析，设a相注入的高频共模电压的幅值为Umz与高频环流幅值为Imza，则Umz与Imza需要满足：
[0072]
[0073] 当MMC采用载波移相调制时，应避免过调制的产生，因此Umz需要满足以下关系式：
[0074]
[0075] 由于UmzImza是一定的，要尽量降低Imza的值，就需要尽量增大Umz。因此为了增大Umz的值，提出注入方波高频共模电压，然后对注入的高频环流叠加三次谐波，其原理是参考空间矢量调制法，对需要注入的高频环流叠加三次谐波。注入电压Uzh与电流Izhx表达式为[0076]
[0077]
[0078] 其中x＝a,b,c；
[0079] 采取高频环流谐波的混合注入法，即注入高频方波共模电压以及高频正弦波环流，可在理论上将桥臂环流幅值降至原来的1/1.27＝0.787倍。根据一般的SVPWM调制的特性，当注入的三次谐波幅值为基波幅值的1/6时，直流电压的利用率可提升至最高的1.15倍左右。当式(s34)中的k＝1/6时，需要注入高频环流的幅值可降低1.15倍，此时理论上桥臂电流的幅值就已经降至原来的1/(1.27*1.15)＝0.685倍。这种方法思路简单，并易于实现。
[0080] 为了再进一步降低桥臂电流的幅值，可在工频调制波上注入三次谐波，在保证输出电压不变的情况下，通过降低调制波的幅值以增加高频共模电压的幅值，从而降低高频环流的幅值。参考SVPWM调制原理，正弦调制波注入三次谐波后，其幅值可降低1.15倍。
[0081] 调制波三次谐波注入的基本原理:设M＝0.4，直流母线电压Udc＝680V。在不采用调制波三次谐波注入时，调制电压的峰值为680/2*0.4＝136V，那么注入的共模电压幅值为680/2-136＝204V。得到注入的环流Izx表达式为：
[0082]
[0083] 而当三次谐波注入调制波时，调制波的电压峰值降至680/2*0.4/1.15＝118V，那么可注入的共模电压可以达到680/2-118＝222V，因此注入的环流幅值降低为原来的204/222＝0.919倍。得到注入的环流Itzhx表达式为：
[0084]
[0085] 在M＝0.4的情况下采用三次谐波混合注入法时，理论上桥臂电流的幅值能够下降为正弦波注入法的1/(1.15*1.27*1.09)＝0.628倍。但是，当M的值比较低时，调制波三次谐波注入的优势不再那么明显。比如当M＝0.2时，调制波的电压峰值从68V降至59V，那么可以注入的共模电压仅能从272V增加到281V，注入的环流幅值仅降低为原来的272/281＝0.968倍。但无论如何，注入的环流幅值总能够得到一定程度上的降低。
[0086] 三次谐波混合注入法的注入高频电压Utzh与高频环流Itzhx的表达式为：
[0087]
[0088]
[0089] 从以上所有的高频共模电压与高频环流注入的表达式看出，当M的值越低时，注入共模电压的幅值就越大，而注入桥臂电流的幅值就越小。如果M的值较大，那么桥臂电流的幅值就会迅速上升，这就大大增加了桥臂的电流应力。因此高频共模电压与高频环流注入法不适合M值较大的情况(一般M≤0.45)。
[0090] 在低频运行状态下，系统采用低频控制器来代替电压独立控制器以抑制子模块电容电压的波动，而其他的控制策略与工频状态下的控制策略大致相同。
[0091] 本发明相对现有技术所具有的效果：与其他方法相比，本方法降低了控制的复杂度，对控制器的稳定性影响比较小；且思路简单，易于实现，动态响应较快。
