[0039] 以下是本实用新型的具体实施例并结合附图，对本实用新型的技术方案作进一步的描述，但本实用新型并不限于这些实施例。
[0040] 参见图2，所示为本实用新型实施例的基于左右手复合线结构的双频Doherty功放的原理框图，包括基于左右手传输线的双频功分器、载波功率放大模块、峰值功率放大模块、双频阻抗逆变器、合路输出匹配网络。与图1所示传统Doherty结构相比，本实用新型将传统 Wilkinson功分器和阻抗逆变器中的1/4波长微带线替换为左右手复合传输线。载波功率放大模块包括载波输入匹配/偏置网络、载波功率放大器、载波输出匹配/偏置网络和双频阻抗逆变器；峰值功率放大模块包括峰值功放相位补偿线、峰值输入匹配/偏置网络、峰值功率放大器和峰值输出匹配/偏置网络；合路输出匹配网络包括三节阶跃式阻抗匹配微带线。双频功分器实现任意两个频段的功率分配，同时能在只使用一级威尔金森功分器结构的同时，扩大两个工作频段的带宽；利用左右手传输线理论的阻抗逆变器能够在不改变整体结构的基础上任意选择工作的两个频段，同时两个工作频段的带宽都能够得到一定的扩展。载波功放输出端因为有双频阻抗逆变线，为了保证载波功放和峰值功放在合路点能够达到相同的相位，在峰值功放的输入端加上了相位补偿线。
[0041] 在本实施例中，所述输入与输出匹配网络采用T型结构和阶跃微带线串联的结构进行双频阻抗匹配，并在一定程度上拓展两个工作频段的带宽。所述载波输入匹配/偏置网络、和峰值输入匹配/偏置网络相同，偏置电路采用该领域常规技术方法实现；载波输出匹配至2Ropt,峰值输出匹配至Ropt。所述载波功放阻抗变换线与峰值功放相位补偿线相同，都为基于左右手传输线，特征阻抗为50Ω的双频阻抗变换线(中心频率时)。
[0042] 其中，Ropt为载波放大器和峰值放大器工作于B类模式下的最佳负载电阻值。
[0043] 参见图3和图4为本实施例双频功分器的原理框图和仿真结果，基于左右手传输线的双频功分器由微带线TL1～TL15,弧形微带线Curve1～Curve4，电容C1～C6,电阻R1组成，其中微带线TL1一端作为端口1，另外一段与TL2、TL3的一端连接。微带线TL14、TL15一端作为端口2和端口3，另一端分别与TL12、TL13的一端相连。微带线TL2、弧形微带线Curve1、微带线TL5、电容C1、C2、C3、微带线TL10、弧形微带线Curve3、TL12依次串联构成功分器的一路，微带线TL3、弧形微带线Curve2、微带线TL14、电容C4、C5、C6、微带线TL11、弧形微带线Curve4、TL13依次串联构成功分器的另一路。电容C1和C2之间，C2和C3之间分别加载短路支节微带线TL6、TL7 构成左右手复合线结构，电容C4和C5之间，C5和C6之间分别加载短路支节微带线TL8、TL9构成左右手复合线结构。微带线TL12、TL13 中间串联电阻R1以平衡电流，构成基于左右手复合线的双频 Wilkinson功分器，工作频段为3.3～3.6GHz，4.8～5.0GHz；公分比为 1：1。
[0044] 参见图5为本实施例阻抗逆变器，采用左右手复合线结构代替传统的50Ω，1/4波长线。左右手复合线结构由微带线TL16、电容C7、 C8、C9、微带线TL19依次串联组成，在电容C7和电容C8的连接处，电容C8和C9的连接处分别并联短路支节微带线TL17、TL18，左右手复合线的传播常数和特性阻抗分别为：
[0045]
[0046]
[0047] 其中，L'R、C'R、L'L、C'L分别为单位长度的分布电感、电容；ω为工作频率点。若要使用复合左右手传输线代替1/4波长阻抗变换线，则需要满足：
[0048]
[0049] βCRLH(ω＝ω1)＝β1 (4)
[0050] 其中，Zt为传统1/4波长阻抗逆变器的特征阻抗；ω1为第一个工作频点；β1为第一个工作频点所对应的相移。
[0051] 将满足条件的公式与特性阻抗构成了三个独立、却包含四个变量的方程，因此拥有一个自由度，使其有可能满足第二个工作频点的工作条件，则左右手复合传输线的参数：
[0052]
[0053] 其中，ω1、ω2为工作的两个频点，β1、β2分别为两个工作频点所对应的相移。上述的参数为理想均匀的复合左右手传输线，但在实际应用中通常使用LC梯形网络构造复合左右手传输线，因此实际左右手传输线的参数：
[0054]
[0055] 其中，N为LC梯形结构单元的个数，φ1、φ2为N个结构单元的总相移。
[0056] 本实施例中将LR，CR,LL转换成微带线，保留CL的原始值。双频功分器中的左右手复合线选取CL＝1pF，短路支节线选取Z0＝90 Ω、θ＝75°,两端右手线选取Z0＝90Ω、θ＝135°；双频阻抗逆变器中的左右手复合线选取CL＝1pF，短路支节线选取Z0＝57Ω、θ＝51°, 两端右手线选取Z0＝47Ω、θ＝133°。
[0057] 参见图6为本实施例双频阻抗逆变器的S参数仿真结果图，在 3.3‑3.6GHz、4.8‑5.0GHz的频段内S11都能抑制在‑15dB以下，且对于两点频段内的阻抗变换都有良好的效果，较好地实现了对1/4 波长阻抗逆变线的替换。
[0058] 参见图7为本实施例基于左右手复合线结构的双频Doherty功放的大信号特性仿真结果示意图，由于双频阻抗逆变器和双频功分器应用复合左右手结构，使得Doherty能够在5G标准的两个频段内，在保证饱和效率和回退效率的同时一定程度上扩展工作带宽。在工作频段3.3～3.6GHz、4.8～5.0GHz内饱和输出功率约为42dBm，饱和漏极效率为68％～60％，6dB回退效率为55％～43％。
[0059] 本实用新型还公开了基于左右手复合线结构的双频Doherty功放的设计方法，具体包括以下步骤：
[0060] 步骤S1：对所使用的功率放大器根据要求的频率进行Load pull得到需要的最佳功率和最佳效率点的阻抗；
[0061] 步骤S2：对最佳的阻抗值进行相应的双频输出匹配电路设计；
[0062] 步骤S3：设计阻抗逆变器，具体步骤如下：
[0063] 根据要求的双频频段，得到中心频点ω1、ω2；根据要求分析得到所需的两个频点的总相移φ1、φ2；根据电路参数要求分析得到所需要的LC结构单元个数N；确认阻抗逆变器的特征阻抗Zt＝50Ω；利用下式将上述分析所得的参数转换为实际左右手传输线的电感电容元件参数；考虑实际电路，利用微带线等效左右手线参数；
[0064]
[0065] 步骤S4：设计输入匹配电路；
[0066] 步骤S5：设计偏置电路；
[0067] 步骤S6：设计双频功分器，具体步骤如下：
[0068] 根据要求的双频频段得到两个中心频点ω1、ω2；分析两个频点所需要的总相移φ1、φ2；根据电路参数要求分析得到所需的LC结构单元个数N，确认阻抗Zt＝70.7Ω；利用下式将上述分析所得的参数转换为实际左右手传输线的电感电容元件参数；考虑实际电路，利用微带线等效左右手线参数，并将所得结构应用于功分器的两条支路中；
[0069]
[0070] 步骤S7：设计相位补偿线电路；
[0071] 步骤S8：设计后匹配电路；
[0072] 步骤S9：搭建整体电路，并对整体电路进行优化。
[0073] 作为进一步的改进方案，上述步骤S3和S6中，利用下式将上述分析所得的参数转换为实际左右手传输线的电感电容元件参数设计过程包括：
[0074] 左右手复合线的传播常数和特性阻抗分别为：
[0075]
[0076]
[0077] 其中，L'R、C'R、L'L、C'L分别为单位长度的分布电感、电容；ω为工作频率点。若要使用复合左右手传输线代替1/4波长阻抗变换线，则需要满足：
[0078]
[0079] βCRLH(ω＝ω1)＝β1 (4)
[0080] 其中，Zt为传统1/4波长阻抗逆变器的特征阻抗；ω1为第一个工作频点；β1为第一个工作频点所对应的相移。
[0081] 将满足条件的公式与特性阻抗构成了三个独立、却包含四个变量的方程，因此拥有一个自由度，使其有可能满足第二个工作频点的工作条件，则左右手复合传输线的参数：
[0082]
[0083] 其中，ω1、ω2为工作的两个频点，β1、β2分别为两个工作频点所对应的相移。上述的参数为理想均匀的复合左右手传输线，但在实际应用中通常使用LC梯形网络构造复合左右手传输线，因此实际左右手传输线的参数：
[0084]
[0085] 其中，N为LC梯形结构单元的个数，φ1、φ2为N个结构单元的总相移。
[0086] 本实施例中将LR，CR,LL转换成微带线，保留CL的原始值。
[0087] 最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本实用新型的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本实用新型进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本实用新型各实施例技术方案的范围。
