[0064] 以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。
[0065] 针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中传统的双频Doherty功率放大器的结构进行了深入的研究，最终设计了一种结构简单、设计复杂度低的并发双频高效率Doherty功率放大器，能够在两个频段内实现较高的回退效率。
[0066] 参见图1，所示为本发明中一种并发双频高效率Doherty功率放大器的结构框图，包括双频等分功分器、相位补偿线、载波功率放大电路、峰值功率放大电路、双频偏置网络、负载调制网络和后匹配网络，其中，
[0067] 所述双频等分功分器用于将射频输入功率进行分配，通过相位补偿线进行相位补偿后分别输出至载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端和峰值放大电路的输出端与负载调制网络相连接，所述负载调制网络与后匹配网络相连接，经负载调制网络和后匹配网络将功率输出至负载端；
[0068] 所述载波功率放大电路包括依次串接的载波功放双频输入匹配网络、载波功率放大器、载波功放双频输出匹配网络，所述载波功放双频输出匹配网络与负载调制网络输入端相连接；所述峰值功率放大电路包括依次串接的峰值功放双频输入匹配网络、峰值功率放大器、峰值功放双频输出匹配网络，所述峰值功放双频输出匹配网络与负载调制网络的输出端相连接至后匹配网络的输入端。
[0069] 参见图2，所示为本发明中双频等分功分器的结构示意图，包括上下两路对称的串联连接的微带线TL1、TL2与TL1'、TL2'和两段并联开路枝节微带线TL3,TL3'，两并联开路枝节微带线TL3与TL3'之间通过电阻R1相连接。在本发明中，选取两个特定工作频率点f1与f2，且f2＝mf1(m>1),为简化计算，假定此TL1、TL2的长度相等，即l1＝l2＝l。传输线在频率f1下的传播常数为β1。对该功分器进行奇偶模分析，可以得到功分器结构中各段微带线特性阻抗、电长度之间满足的关系式：
[0070]
[0071]
[0072]
[0073] 而对于双频功分器，上述所得到的结果必须在两个频率下同时成立，则有：
[0074]
[0075]
[0076] 其中Z1、Z2、Z3和l1、l2、l3分别为微带线TL1、TL2、TL3的特性阻抗和长度，β1为频率f1下的传播常数，m为两频率比，n和p为任意正整数。
[0077] 参见图3，所示为本发明中三节微带线串接双频阻抗匹配原理图。通过三节微带线TL4、TL5、TL6依次串接，在选取的两个工作频率f1与f2，且f2＝mf1(m>1)下将晶体管源牵引或负载牵引得到的两个不同复阻抗匹配到同一阻抗Z0，实现双频的阻抗变换。
[0078] 记两频率f1与f2处对应的负载阻抗分别为ZL|f1＝R1+j*X1，ZL|f2＝R2+j*X2，三节微带线串接双频阻抗匹配首先通过微带线TL6将两负载阻抗转换成一对共轭复阻抗，再通过微带线TL4、TL5完成两频段上共轭复阻抗到实阻抗Z0的匹配。通过传输线理论，向微带线TL6看入的阻抗记为ZL6，则有
[0079]
[0080]
[0081] 其中β1、β2分别为频率f1与f2处的传播常数。ZL6在两个频段为共轭复阻抗有ZL6|f1*＝(ZL6|f2) ，通过计算得到微带线TL6的特性阻抗和长度为：
[0082]
[0083]
[0084] 考虑到实际问题，n可以为任意正整数。同时，记经过微带线TL6变换后得到的共轭复阻抗分别为
[0085] ZL6|f1＝RL6+j*XL6 (10)
[0086] ZL6|f2＝RL6‑j*XL6 (11)
[0087] 再从左向微带线TL4、TL5看入，对应的输入阻抗分别为Zin，ZL5，根据传输线理论有[0088]
[0089]
[0090] 记所需要匹配到的目标实阻抗为Z0，则有Zin＝Z0，一般地，需要通过数值解优化法来得到近似解，得到微带线TL4、TL5的长度
[0091]
[0092] 定义a＝tan(β1l)，可以通过式(10)和(11)消除Z2来获得关于Z1的方程式：
[0093]
[0094] 其中
[0095]
[0096]
[0097]
[0098]
[0099] 从而进一步解得
[0100]
[0101] 其中
[0102]
[0103]
[0104]
[0105] Λ＝c2‑3bd+12e (24)
[0106] Θ＝2c3‑9bcd+27d2+27b2e‑72ce (25)
[0107] 因此，微带线TL5的特性阻抗Z5也随之可以解得。
[0108] 参见图4，所示为本发明中等效双频四分之一波长偏置网络结构示意图，包括两节串联连接的微带线TL7与TL8，以及加载在其中间的并联枝节线TL9，其中微带线TL7与TL8的特征阻抗和电长度相同，即Z7＝Z8,θ7＝θ8，传统的四分之一波长微带线只能满足一个频率，单一的微带线无法在两个频率下呈现四分之一波长的特性，而该T型结构可等效为双频四分之一波长线。
[0109] 参见图5，所示为本发明中AB类载波功率放大电路整体结构示意图。包括三节微带线串接双频输入输出阻抗匹配网络，T型等效双频四分之一波长偏置网络以及LC双谐振网络。在整体电路的输入输出两端以及晶体管的输入输出两端加上微带线以方便焊接。
[0110] 参见图6，所示为本发明中一种并发双频高效率Doherty功率放大器饱和状态下的输出功率、效率随频率变化仿真结果图，所设计的并发双频Doherty功率放大器在所选取的两个频率点2.4GHz和3.5GHz处，其漏极效率分别达到了71.3％和73.4％，输出功率分别为43.97dBm和44.44dBm。从图中也可以看到该功率放大器表现出了良好的双频性能。
[0111] 参见图7，所示为本发明中一种并发双频高效率Doherty功率放大器的漏极效率、增益随输出功率变化的仿真结果图，所设计的并发双频Doherty功率放大器在所选取的两个频率点2.4GHz和3.5GHz处，饱和状态下其漏极效率分别达到71.3％和73.4％，输出功率回退6dB时其漏极效率分别达到55.2％和50.1％。
[0112] 本发明还提供了一种并发双频高效率Doherty功率放大器的设计方法，通过如下步骤实现：
[0113] 步骤S1：选取两个特定工作频率点f1与f2，且f2＝mf1(m>1),采用上下两路对称的串联连接的微带线TL1、TL2与TL1'、TL2'和两段并联开路枝节微带线TL3,TL3'，两并联开路枝节微带线TL3与TL3'之间通过电阻R1相连接，实现双频等分微带功分器。
[0114] 为简化计算，假定此TL1、TL2的长度相等，即l1＝l2＝l。传输线在频率f1下的传播常数为β1。对该功分器进行奇偶模分析，可以得到功分器结构中各段微带线特性阻抗、电长度之间满足的关系式：
[0115]
[0116]
[0117]
[0118] 而对于双频功分器，上述所得到的结果必须在两个频率下同时成立，则有：
[0119]
[0120]
[0121] 其中Z1、Z2、Z3和l1、l2、l3分别为微带线TL1、TL2、TL3的特性阻抗和长度，β1为频率f1下的传播常数，m为两频率比，n和p为任意正整数。
[0122] 在本设计中，选定f1＝2.4GHz，f2＝3.5GHz，n＝3,p＝5。最终计算的到Z1＝58.31Ω，Z2＝85.74Ω，Z3＝22.64Ω，θ1＝θ2＝β1l＝219.51°，θ3＝β1l3＝365.8°。
[0123] 步骤S2：在所选取的两个特定频率处，对功率放大器进行源牵引和负载牵引，得到栅极阻抗ZS|f1、ZS|f2和漏极阻抗ZL|f1、ZL|f2；
[0124] 步骤S3：采用三节串联微带线实现双频阻抗匹配，将步骤S2所得到的栅极阻抗和漏极阻抗分别与负载端相匹配，并在输出匹配网络中采用LC双谐振网络，以在双频带之间产生谐振，从而产生传输零点，增加整体电路的隔离度；
[0125] 记两频率f1与f2处对应的负载阻抗分别为ZL|f1＝R1+j*X1，ZL|f2＝R2+j*X2，三节微带线串接双频阻抗匹配首先通过微带线TL6将两负载阻抗转换成一对共轭复阻抗，再通过微带线TL4、TL5完成两频段上共轭复阻抗到实阻抗Z0的匹配。通过传输线理论，向微带线TL6看入的阻抗记为ZL6，则有
[0126]
[0127]
[0128] 其中β1、β2分别为频率f1与f2处的传播常数。ZL6在两个频段为共轭复阻抗有ZL6|f1*＝(ZL6|f2) ，通过计算得到微带线TL6的特性阻抗和长度为：
[0129]
[0130]
[0131] 考虑到实际问题，n可以为任意正整数。同时，记经微带线TL6变换后得到的共轭复阻抗分别为
[0132] ZL6|f1＝RL6+j*XL6 (10)
[0133] ZL6|f2＝RL6‑j*XL6 (11)
[0134] 再从左向微带线TL4、TL5看入，对应的输入阻抗分别为Zin，ZL5，根据传输线理论有[0135]
[0136]
[0137] 记所需匹配到的目标实阻抗为Z0，则有Zin＝Z0，一般地，需要通过数值解优化法来得到近似解，得到微带线TL4、TL5的长度
[0138]
[0139] 定义a＝tan(β1l)，可以通过式(10)和(11)消除Z2来获得关于Z1的方程式：
[0140]
[0141] 其中
[0142]
[0143]
[0144]
[0145]
[0146] 从而进一步解得
[0147]
[0148] 其中
[0149]
[0150]
[0151]
[0152] Λ＝c2‑3bd+12e (24)
[0153] Θ＝2c3‑9bcd+27d2+27b2e‑72ce (25)
[0154] 因此，微带线TL5的特性阻抗Z5也随之可以解得。最终所设计的双频输入输出匹配网络参见图5；
[0155] 步骤S4：根据所选取的两个特定频率点，采用等效为双频四分之一波长的T型微带线结构对功率放大电路的双频偏置网络进行设计，最终所设计的等效双频四分之一波长偏置网络参见图5；
[0156] 步骤S5：对所设计好的输入输出匹配网络以及偏置网络进行整合搭建，设计调试一个AB类功率放大器作为载波功率放大电路，整体电路结构图如图5所示。峰值功率放大电路采用与载波功率放大电路同样的结构，设计调试一个C类功率放大器作为峰值功率放大电路；
[0157] 步骤S6：对峰值功率放大电路输入端前的相位补偿线进行调节，保证峰值放大电路与载波功率放大电路的相位一致；
[0158] 步骤S7：设计合路后的后匹配网络，通过后匹配网络将合路点处的阻抗匹配到输出端负载；
[0159] 步骤S8：将设计好的双频等分功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路、负载调制网络与后匹配网络进行整体搭建成一个整体电路结构，使用ADS软件对其进行仿真，根据仿真结果对整体电路进行调试优化，进一步改善所设计功率放大器的性能。
[0160] 最终整体电路的仿真结果如图6和7所示，所设计的并发双频高效率Doherty功率放大器在所选取的两个频率点2.4GHz和3.5GHz处，饱和状态下其漏极效率分别达到71.3％和73.4％，输出功率回退6dB时其漏极效率分别达到55.2％和50.1％。表现出了良好的双频特性以及较高的回退效率，满足当今无线通信频段内多频段高效率功率放大器的应用。
[0161] 以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
