[0028] 为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下将结合实施例和附图对本实用新型的具体实施方案进一步说明：
[0029] 目前可重构功放的设计主要存在以下缺陷，可重构器件设计难度并且非理想性会对电路具有一定的影响，可重构功放的匹配电路结构比较单一并且不易实现，在调试过程中，不能同时观察匹配电路结构的改变对整体性能的影响，因此调试也较为困难。
[0030] 针对上述所带来的问题，申请人提出了一种基于PIN开关的功率放大器，通过改变输出匹配电路中PIN开关的工作状态来改变输出匹配电路网络的电路结构，从而实现可重构的功能，使功率放大器在不同模式和不同频段下具有良好的工作性能，为了进一步改善可重构功率放大器的性能，输入匹配电路也采用了同样的设计方式。
[0031] 参见图1，所示为本实用新型基于PIN开关的可重构功率放大器结构示意图，包括可重构输入匹配网络、栅极偏置网络、晶体管、漏极偏置网络和可重构输出匹配网络，其中，[0032] 所述可重构输入匹配网络的输入端与输入端口相适应并连接，其输出端接所述晶体管栅极，所述栅极偏置电路与晶体管栅极并联；
[0033] 所述晶体管漏极与漏极偏置电路并联，晶体管漏极与可重构输出匹配网络的输入端相连接；
[0034] 所述可重构输入匹配电路包括干路微带线和可重构结构；
[0035] 所述干路微带线分别是连接输入端口、晶体管和偏置电路；所述干路微带线上接有若干个可重构结构；
[0036] 所述可重构结构由PIN开关和微带线串联而成；
[0037] 所述输出端口与所述可重构输出匹配电路相适应并连接。
[0038] 参见图2，所示为漏极偏置电路的网络拓扑结构，漏极偏置电路在给晶体管供电的同时，并要求在可重构功率放大器工作的频段上的损耗达到最低，漏极偏置电路包括第八微带线TL8、第九微带线TL9 和第十微带线TL10和隔直电容C1，其中第八微带线TL8的一端与晶体管漏极相连，第八微带线TL8的另一端与第九微带线TL9和第十微带线TL10相连接，第九微带线TL9是并联开路微带线，第十微带线 TL10的另一端与漏极电源相连接。
[0039] 所述栅极偏置电路采用与漏极偏置电路相同的电路结构。
[0040] 进一步的，对漏极偏置电路的微带线参数计算进行说明：
[0041] 微带线的两个具体参数为特性阻抗Zn和电长度θn，其中，特性阻抗Zn为自由参数，所求参数为电长度θn。同时，为分开说明，工作频段的工作频点为f1和f2时，对应的电长度和特性阻抗分别为θ1和θ2、Z1和Z2，其中n＝f2/f1。
[0042] 所述漏极偏置电路网络拓扑结构，包含串联微带线TL8和TL10、并联微带线TL10和短路电容C1，其中TL8和TL9的电长度为90°, 特征阻抗为50Ω，频率为2.6GHz，所以2.6GHz时B点的阻抗为0欧姆，经过电长度为90°TL8得到C点在2.6GHz的阻抗为无穷大，不会有射频信号通过偏置电路从而损坏直流电源，而在1.75GHz还未实现射频开路，因此TL10的电长度需要通过计算得出。A点由短路电容C1相连到地，因此A点阻抗为0Ω，
[0043] 从A点到B点的阻抗为
[0044]
[0045] 从第九微带线TL9到B点的阻抗为
[0046]
[0047] f1时B点的阻抗为
[0048]
[0049] 从B点到C点的阻抗为
[0050]
[0051] 要实现射频开路，就必须在1.75GHz时C的阻抗Zc为无穷大。而 ZA已知，第八微带线TL8和第九微带线TL9的特征阻抗和电长度都已知，第十微带线TL10的特征阻抗已知，则可通过上述式子得出第十微带线TL10的电长度。
[0052] 参见图3a，所示为传统的可重构功率放大器的匹配结构网络拓扑图，依次设计所需的各个频段的匹配网络，通过PIN开关整合到一起，构成可重构匹配电路。匹配电路直接近似于相互独立，彼此之间基本不受影响，通过开关选择匹配网络来实现在不同模式和不同频率下正常工作。相比其他可重构匹配结构，这种可重构匹配结构的设计方法较为简单，但是缺点也显而易见，在同一功放中能够整合的频点十分有限，随着功放的工作频点增加，相应的匹配网络随之增加，所需的开关数量也会逐步上升，这将导致功放尺寸变大，成本更高。
[0053] 参见图3b，所示为优化后的可重构输出匹配网络拓扑结构示意图，通过添加由PIN开关和可重构微带线组成的可重构结构来实现频段切换，包括PIN开关1、PIN开关2、第一微带线TL1、第二微带线 TL2、第三微带线TL3、第四微带线TL4、第五微带线TL5、第六微带线TL6和第七微带线TL7，其中，微带线TL1、TL2、TL3、TL4为串联微带线，TL5、TL6和TL7为并联微带线；晶体管的漏极与第一微带线 TL1相连接，第一微带线TL1的另一端与第二微带线TL2的一端和第五微带线TL5的一端相连接,第二微带线TL2的一端与第三微带线 TL3的一端和PIN开关1的一端相连接，PIN开关1的另一端与第六微带线TL6相连，第三微带线TL3的另一端与第四微带线TL4的一端和PIN开关2的一端相连，PIN开关2的另一端与第七微带线TL7相连接；当PIN开关1闭合，PIN开关2打开时，此时第一微带线TL1、第二微带线TL2、第三微带线TL3、第四微带线TL4、第五微带线TL5 和第六微带线TL6共同构成匹配电路，而第七微带线TL7则不参与匹配，实现在1.75GHz的输出匹配；当PIN开关1打开，PIN开关2闭合时，此时第一微带线TL1、第二微带线TL2、第三微带线TL3、第四微带线TL4、第五微带线TL5和第七微带线TL7共同构成匹配电路，而第六微带线TL6则不参与匹配，实现在2.6GHz的输出匹配。经过优化后的可重构输出匹配结构，相比于传统的可重构匹配结构，电路尺寸更小，提高了调试的可能性，并且损耗更小，结构更为简单。
[0054] 进一步的，对可重构匹配网络的设计工作原理做进一步说明：
[0055] 微带线的具体参数为电长度θn和特性阻抗Zn，为了确定各个微带线的具体参数，需要通过负载牵引技术在中心频率f1和f2获得最佳基波阻抗，分别得到中心频率为1.75GHz和2.6GHz时的最佳基波阻抗 Zf1和Zf2。
[0056] 从C点经过第一微带线TL1到D点的阻抗为
[0057]
[0058]
[0059] 从开路点经过第五微带线TL5到D点的阻抗为
[0060]
[0061]
[0062] 所以D点的总阻抗为
[0063]
[0064]
[0065] 从D点经过第二微带线TL2到E点的阻抗为
[0066]
[0067]
[0068] 从开路点经过第六微带线TL6到E点的阻抗为
[0069]
[0070] 所以f1时E点总阻抗为
[0071]
[0072] 而f2时第六微带线TL6不参与匹配，所以f2时E点的阻抗为
[0073] ZE(f2)＝ZE1(f2) (15)
[0074] 从E点经过第三微带线TL3到F点的阻抗为
[0075]
[0076]
[0077] 从开路点经过第七微带线TL7到F点的阻抗为
[0078]
[0079] f1时第六微带线TL7不参与匹配，所以f1时F点的阻抗为
[0080] ZF(f1)＝ZF1(f1) (19)
[0081] 所以f2时F点总阻抗为
[0082]
[0083] 从F点经过第四微带线TL4到G点的阻抗为
[0084]
[0085]
[0086] 通过可重构输出匹配网络后变换为实阻抗 作为设计的输出阻抗。但是开关并不是理想器件，所以会有一定的相互影响，因此需要根据功率和效率进行调谐修正。
[0087] 若在两个频率下，G点的阻抗均为50欧姆，表示晶体管和负载之间已经实现了很好的匹配。
[0088] 本实用新型基于一种基于PIN开关的可重构功率放大器的设计方法，通过如下步骤实现：
[0089] 步骤S1：对GaN HEMT CGH40010F晶体管进行多次负载牵引和源牵引，在功率附加效率和最大输出功率时得出该晶体管最佳负载阻抗和最佳源阻抗；
[0090] 步骤S2：采用四分之一波长微带线可以实现实阻抗变换的设计理念来设计栅极偏置网络和漏极偏置网络，以保证功率放大器具有稳定的直流供电电压，但是一根单独的四分之一波长线无法实现在两个频段上的射频开路，所以优化了偏置电路，采用了三条微带线TL8、 TL9、TL10和短路电容C1构成，其中微带线TL8和TL10是串联微带线，微带线TL9是并联微带线，其中微带线TL8、TL9、TL10的电长度和特征阻抗分别为θ8、θ9、θ10和Z8、Z9、Z10，为了使得在1.75GHz 和2.6GHz上同时满足射频开路，防止射频信号损坏电流源，需要同时满足上述方程(1)(2)(3)，等效于四分之一波长线，四分之一波长线的传输矩阵为
[0091]
[0092] 通过计算得出微带线的特征参数；
[0093] 步骤S3：设计可重构输出匹配电路，观察不同频率下的最佳负载阻抗经过微带线后沿Smith圆图上的轨迹，采用优化后的可重构输出匹配结构，寻找合适的微带线电长度和特征阻抗。中心频率为f1时，输出匹配网络等效于由串联微带线TL1、TL2、TL3、TL4和并联微带线TL5、TL6构成，中心频率为f2时，输出匹配网络等效于由串联微带线TL1、TL2、TL3、TL4和并联微带线TL5、TL7构成，其中微带线 TL1的电长度和特征阻抗为θ1和Z1，而经过微带线TL1后的D点的阻抗为
[0094]
[0095]
[0096] 随后代入上述方程(7)～(22)，由于计算量较大，因此通过 matlab计算各个微带线的特征参数和电长度，使得最终在G点的阻抗在标准50欧姆附近。
[0097] 步骤S4：设计可重构结构，可重构结构由PIN开关和重构支节构成，可重构输出匹配网络就是通过改变可重构结构中PIN开关的开关状态来实现输出匹配网络的重构，其中可重构微带线的电长度θ和特征阻抗Z在已经确定匹配电路主干线后，即微带线TL1、TL2、 TL3、TL4、TL5的电长度和特征阻抗均已经确定，在1.75GHz不断调整微带线TL6的特征阻抗和电长度，使得G点的输出阻抗刚好为50 欧姆；同理，在2.6GHz时，不断调整微带线TL7的特征阻抗和电长度，使得G点的输出阻抗刚好为50欧姆。
[0098] 步骤S5：设计可重构输入匹配网络，采用与输出匹配电路同样的设计方法，从而使可重构功率放大器具有更好的性能；
[0099] 步骤S6：结合步骤S1、S2、S3、S4、S5，搭建整体电路结构，使用ADS软件进行电路仿真和优化，以保证实现最优性能。
[0100] 以下再通过仿真实验对本实用新型的技术效果作进一步的，其中，图4a是本实用新型可重构匹配电路在f1时S参数仿真结果示意图；图 4b是本实用新型可重构匹配电路在f2时S参数仿真结果示意图；图5a 是本实用新型基于PIN开关的可重构功率放大器在f1时的输出功率、效率和增益仿真结果图；图5b是本实用新型基于PIN开关的可重构功率放大器在f1时的输出功率、效率和增益仿真结果图。由仿真结果可以看出，在中心频率为1.75GHz时，饱和输出功率为41.63dbm，增益为11.63dB，漏极效率为69％，在中心频率为2.6GHz时，饱和输出功率为40.48dbm，增益为10.48dB，漏极效率为65％；相比于其他双频功放性能，漏极效率大概在60％，输出功率在40dBm左右，可以看出性能有明显提升，基本达到了预期的目的。
[0101] 以上实施例的说明只是用于帮助理解本实用新型的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以对本实用新型进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本实用新型权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
