[0027] 以下将结合附图对本发明提供的技术方案作进一步说明。
[0028] 自从LLC谐振技术问世以来，一直应用于计算机、通信供电、LED照明、光伏电池、燃料电池和电动汽车锂电池等各类需要高效、稳定输出的电源设备中。然而对于传统的LLC谐振电路，当输入电压范围增大时，开关频率调节范围需随之增大，此时可能出现的高压输入会引起过高的开关频率，激化电路寄生参数等对系统带来的影响。同时，为适应较宽范围的输入电压，励磁电感往往需要设计得较小，从而引起变换器谐振电流增加，以致系统导通损耗和磁滞损耗随之增加，大大降低变换器效率。
[0029] 为了解决上述技术问题，参见图1，所示为本发明提供一种宽电压输入的LLC谐振半桥电路的电路原理图，包括第一芯片U1、第一MOS管Q1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、LLC变压器T1、信号控制电路和LLC反馈电路，其中，所述LLC变压器T1的次级输出端至少设置4个绕组分别形成第一输出回路和第二输出回路，所述信号控制电路与第一MOS管Q1的栅极相连接，用于根据前级功率因数校正电路输出的电压VOPFC控制所述第一MOS管Q1接通第一输出回路或者第二输出回路至输出端；所述LLC反馈电路用于反馈输出端电压信号至第一芯片U1；
[0030] 所述第一输出回路工作时中，LLC变压器T1的第四脚与第一二极管D1的正端相连，LLC变压器T1的第六脚与第二二极管D2的正端相连，所述第一二极管D1的负端、第二二极管D2的负端、第三电容C3的一端相连共同作为输出正端，所述第三电容C3的另一端与LLC变压器T1的第五脚相连接作为输出负端；
[0031] 所述第二输出回路工作时中，LLC变压器T1的第三脚与第四二极管D4的正端相连，LLC变压器T1的第七脚与第五二极管D5的正端相连，所述第四二极管D4的负端、第五二极管D5的负端、第一MOS管Q1的漏极相连接，第一MOS管Q1的源极与第三电容C3的一端相连共同作为输出正端，所述第三电容C3的另一端与LLC变压器T1的第五脚相连接作为输出负端；
[0032] 第一芯片U1的第一引脚与第一二极管D1的正端、12V电压端相连接，所述第一二极管D1的负端与第一芯片U1的第十四引脚、第一电容C1的一端相连接，所述第一电容C1的另一端与第一芯片U1的第十三引脚、第二电容C2的一端相连接，所述第二电容C2的另一端与LLC变压器T1初级绕组的第一脚相连接，第一芯片U1的第八引脚与LLC变压器T1初级绕组的第二脚、第五电阻R5的一端相连接，所述第五电阻R5的另一端与第一芯片U1的第十引脚相连共同与输入负端相连接；第一芯片U1的第十六引脚与第一电阻R1的一端相连共同与输入正端相连接，所述第一电阻R1的另一端与第三电阻R3的一端、第一芯片U1的第五引脚相连接，所述第三电阻R3的另一端与第一芯片U1的第四引脚、第四电容C4的一端相连接，所述第四电容C4的另一端与、第一芯片U1的第六引脚、LLC反馈电路的输出端相连接；
[0033] 所述第一芯片U1采用LCS702芯片。
[0034] 在上述技术方案中，本发明采用内置两个MOSFET的LCS702作为控制IC。DT/BF引脚上的电阻分压器R2和R4是用来设置死区时间、启动时的最大频率和突发阈值频率。反馈引脚(FB)是用来控制IC的输出频率。输出的频率与输入反馈引脚的电流成正比。
[0035] 上述技术方案中，12V电压端由前级辅助电源提供。
[0036] 采用上述技术方案，本发明通过改变LLC变压器T1的匝比，并且在一定频率范围内，通过改变匝比实现电压的稳定输出。比传统LLC变压器增加了一组输出，通过增加变压器的输出，可以改变输出电压的大小。当输入电压为额定标准输入范围时，第一输出回路接通工作，由于Q1为截止状态，第二输出回路断开。当LLC变压器的输入电压线性下降到低压输入范围时，Q1为了满足保持时间要求开始导通，此时，第二输出回路接通工作，第一输出回路断开。当Q1导通时，次级二极管(D1，D2)由于反向偏置而关断，并且供电电流仅流过辅助二极管(D4和D5)，此时原副边的匝比减小，输出电压增大开关频率增高。根据模式变化的结果，变压器的有效匝数比在不同的条件下发生变化，变换器可以通过改变匝数比来获得更高的直流增益。当输入电压低于LLC输入电压的范围的时候，通过LLC变压器T1的副边绕组增大提高LLC的输出的电压。
[0037] 以下再详细介绍本发明的设计过程，在一种优选的实施方式中，将输入电压的范围设置在250～380VDC的范围内，将此输入范围分成标准输入范围(310～380VDC)和低压输入范围(250～310VDC)。
[0038] 确定了输入范围就可以确定输入范围内的k值和Q值，所确定的k值和Q值要满足够的增益。把变换器最大输入电压情况下的工作频率与谐振频率相等，这样在确保在运行时工作频率fs小于等于谐振频率fr1，实现MOSFET的ZVS和次级整流二极管的ZCS模式。由于fs＝fr1，增益M可表示：
[0039]
[0040] 一般在设计的时候将k值取在5～10之间，这里将k值取值为7，所以在标称输入范围时的最小和最大增益如公式(2)和(3)所示：
[0041]
[0042]
[0043] 一般在最大增益上再取10～15％的预留空间，此时将增益M取为1.5，可以得出此时的Q值为0.41。再将低压输入范围260～310VDC的最大和最小值代入上面的公式，可以分别求出Mmin和Mmax的值为1.14和1.35，与标称输入的直流增益还要小，所以取值的增益M也取为1.5。
[0044] 假设设计一个输出电压为48V的150W的驱动器，因此，变压器的匝数比n为4.9。
[0045]
[0046] 由公式(5)，可以得出变压器的初级等效负载阻抗Rac。
[0047]
[0048] 其中，RO为输出电阻也就是输出的负载，所以计算的出Rac在满载时的等效阻抗为246Ω。
[0049]
[0050] 谐振网络中的参数CR、LR和LP是根据k值和Q值来设计的，根据上面步骤所取的k值和Q值要确保足够的峰值增益，通过选取的k和Q值来确定谐振网络参数的值如下所示：
[0051]
[0052]
[0053]
[0054] 在低压输入范围(250～300)时:通过上面的公式，此时最大的输入电压变为300V。通过公式(4)可知此时变压器匝数比n变小了，匝比(n)的改变导致等效阻抗Rac也随之改变，此时的n和Rac分别为3.63和178Ω。由于在260～310VDC的输入范围时，谐振网络的元器件是固定不变，所以Rac值的减小导致了Q值的增大，由公式(9)得出Q值为0.55，此时的增益为1.40。
[0055]
[0056] 因此，当输入电压VOPFC在标准范围(310～380V)时，Q1开关管此时关断，此时输出的电压由次级绕组的NS提供。当输入电压在低压范围(260～310V)之内，则Q1导通，此时输出的电压由次级绕组NA提供。
[0057] 参见图2，所示为本发明信号控制电路的原理框图，进一步包括第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第二芯片U2、第三芯片U3和基准源VREF；其中，所述第二芯片U2为比较器，所述第三芯片U3为光耦芯片。
[0058] 当输入电压VOPFC大于310V时，输入比较器负端电压比基准电压高，比较器输出低电平，使开关管关断，输出的给负载RL的电压为第一输出回路VO1的电压；当输入电压VOPFC小于于310V时，输入负端比较器的电压比基准电压低，比较器输出高电平，使开关管导通，此时VO1被二极管方向截止，所以给负载RL的电压为VO2的电压。
[0059] 在一种优选实施方式中，所述第一MOS管Q1采用A类P沟道MOS场效应晶体管。
[0060] 在一种优选实施方式中，所述LLC反馈电路采用光耦芯片实现。参见图3，所示为本发明LLC反馈电路的原理示意图，光耦芯片通过ROPTO电阻来驱动LCS702的反馈引脚，ROPTO可以限制流入FB引脚的最大光耦电流，一般ROPTO选择1.2kΩ的电阻。电容器C4可以对FB引脚进行滤波，本方案选择工作频率为250kHz的电容器C4的值为4.7nF。电阻器RLOAD可以加载光耦器的输出，以强制它以相对较高的静态电流进行工作，从而提高其增益，电阻器RLOAD一般取值为4.7kΩ。二极管D在电路中的作用是将ROPTO从软启动网络隔离出来。
[0061] 以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。
[0062] 对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
