[0024] 以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。
[0025] 针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中Doherty功率放大器的结构进行了深入的研究，申请人发现现有技术中Doherty功率放大器中峰值功放采用单级功放，这样峰值功放在整个Doherty中贡献出的功率就受到极大约束；同时载波功放偏置为AB类工作模式，峰值功放设置为C类工作模式，并只考虑到基波匹配对效率输出功率的影响。
[0026] 参见图1，所示为本发明高功率高效率Doherty功率放大器的结构框图，其与现有Doherty功率放大器的结构类似，也采用载波功放和峰值功放的对称结构，但本发明峰值功放采用C类的辅峰值功放和连续B/J类主峰值功放的级联结构，具体包括不等分威尔金森功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和负载调制网络，其中，不等分威尔金森功分器用于将输入信号进行功率不等分并将较大的功率信号输出给所述载波功率放大电路以及将较小的功率信号输出给峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端和峰值功率放大电路的输出端均与负载调制网络相连接，经负载调制网络将功率输出给负载；
[0027] 载波功率放大电路包括依次串接的载波输入匹配电路、载波功率放大器和载波输出匹配电路，峰值功率放大电路包括依次串接的峰值输入匹配电路、辅峰值功率放大器、级间匹配电路、主峰值功率放大器和峰值输出匹配电路，载波输出匹配电路和峰值输出匹配电路与负载调制网络相接；负载调制网络包括特征阻抗为50欧，1/4波长的第一阻抗变换器R1和特征阻抗为35欧，1/4波长的第二阻抗变换器R2；载波功率放大电路通过第一阻抗变换器R1与峰值功率放大电路相连接，并经第二阻抗变换器R2将功率输出给负载；其中，载波输入匹配电路、峰值输入匹配电路和级间匹配电路均采用现有技术成熟的技术方案；载波功率放大器采用连续B/J类功率放大器结构，辅峰值功率放大器采用普通C类功率放大器结构，主峰值功率放大器采用连续B/J类功率放大器结构。
[0028] 采用上述结构设计的原理如下：由于峰值功放采用两级功放级联结构，这样相比较于传统的Doherty即使辅功放输入的更小，输出通过两级功放推动，依然可以输出更大的功率，因此，采用不等分功分器并将较大的功率信号输出给所述载波功率放大电路以及将较小的功率信号输出给峰值功率放大电路，最终峰值功率放大电路经两级功放输出之后仍然能够与载波功率放大电路输出相当，这样能够提高整个功率放大器的输出功率；同时，Doherty功率放大器的效率主要是由载波功放决定的，由于载波功放输入的更多功率，所以效率就会更高，如此一来就可以在提高效率的同时提高输出功率。
[0029] 为了进一步提高本发明Doherty功率放大器的性能，将载波功放由普通的AB类换成连续B/J类，因为连续B/J类它的基波阻抗不在是纯电阻而是复阻抗，偶次谐波不用严格匹配到短路，奇次谐波不用严格匹配到开路，这样就可以在一定程度上拓宽带宽，由于控制了谐波，进行波形整形，使得功放的效率在原有的基础上有了进一步的提升。而对于两个峰值功放进行级联，将辅峰值功放保持为现有技术的C类，而将主峰值功放采用连续B/J类。这样设计的原理是，因为Doherty要求在低功率状态下，峰值功放不能开启，选择C类可以延迟开启，使的输入一定值时才能够开启，避免辅功放过早开启；主峰值功放采用连续B/J类是因为带宽可以得到一定程度的拓展，二是谐波控制，抑制了谐波，使得基波输出功率增加，这正是我们所希望的，增加基波功率，对于效率的提高，线性度的提高都具有一定的作用。
[0030] J类功率放大器为现阶段研究的热点，其在B类放大器的基础上，通过谐波控制，从而大大提高了效率。但在现有连续B/J类功率放大器研究中，本领域普通技术人员通常趋于理想化，试图抑制所有谐波，也即将所有偶次谐波短路，所有奇次谐波开路，这大大提高了谐波网络实现的复杂度，在实际中很难实现。为了简化谐波网络的设计，同时又能提升功放的效率和线性度，本发明中载波输出匹配电路和峰值输出匹配电路采用相同结构的匹配电路，同时本发明提出一种新型连续B/J类功率放大器的匹配电路(谐波控制网络)，参见图2，所示为本发明中匹配电路的结构框图，包括第一传输线TL1、第二传输线TL2、第三传输线TL3、第四传输线TL4、第五传输线TL5、第六传输线TL6、第七传输线TL7和第八传输线TL8，其中，第三传输线TL3的长度为λ/20波长，第五传输线TL5的长度为λ/12波长，第六传输线TL6和第七传输线TL7的长度为λ/8的波长，第一传输线TL1的一端与功率放大器的输出端相连接，第一传输线TL1的的另一端与第二传输线TL2的一端和第三传输线TL3以及第四传输线TL4的一端相连接，第二传输线TL2和第三传输线TL3的另一端开路；第四传输线TL4的另一端与第五传输线TL5和第六传输线TL6的一端相连接，第五传输线TL5的另一端开路；第六传输线TL6的另一端与第七传输线TL7和第八传输线TL8相连接，第七传输线TL7和第八传输线TL8的另一端开路；第八传输线TL8为扇形微带线。
[0031] 上述载波输出匹配电路的原理为，利用四分之一波长阻抗变换原理，TL7这根终端开路的微带线，其电长度为λ/8，那么对于二次谐波短路；同理，TL6这根微带线其电长度也为λ/8，因其一端接着TL8这根扇形微带线而在高频处我们让其工作于容性状态，因此可认为TL6的一端是接地的，那么对于四次谐波也将被短路；对于TL5终端开路其电长度为λ/12，那么对于三次谐波来说其另一端是短路的，此时TL4相对于三次谐波就是终端短路的，因此只要让TL4的电长度在0到λ/12之间相对于三次谐波就是感性的，TL3为终端开路的令其电长度为λ/20，所以只要根据具体的频率使得TL4在三次谐波下有恰当的电感值就可以形成并联谐振将三次谐波开路。另外因为TL3对于对于五次谐波也是相当于一根λ/4阻抗变换线，因TL3终端开路，所以对于五次谐波来说TL1就成了终端短路线，因此只要令其电长度在0到λ/20之间取值就可以显示感性，另外TL2是终端开路的只要让其电长度也在0到λ/20之间取值就可以显示出容性，因此只要取值恰当就可以使其在五次谐波开路。因此整个谐波控制电路就利用很少的元件很好的将二次、四次谐波短路和三次、五次谐波开路，实现了波形整形的目的，使得功放管输出的电流波形近似为半正弦波，电压波形近似为方波，从而极大地提高了功放的效率。
[0032] 其中，第一传输线TL1、第四传输线TL4、和第八传输线TL8的参数根据实际输入信号参数调节。比如，可以根据实际输入信号的频率、带宽等参数调节上述传输线的长度和阻抗。
[0033] 在一种优选实施方式中，不等分威尔金森功分器与峰值功率放大电路之间设有50欧相位补偿线。
[0034] 在一种优选实施方式中，峰值功率放大电路与负载调制网络之间设有50欧峰值补偿线。
[0035] 在一种优选实施方式中，载波功率放大电路与负载调制网络之间设有50欧载波补偿线。
[0036] 在一种优选实施方式中，载波功率放大器、辅峰值功率放大器和主峰值功率放大器采用晶体管实现。
[0037] 在一种优选实施方式中，负载阻抗为50欧。
[0038] 本发明所提出的高功率高效率Doherty功率放大器可通过如下步骤设计实现：
[0039] 步骤一：调试一个新型的可以将二次、四次谐波短路，三次、五次谐波开路，基波匹配到50欧的连续B/J类功率放大器作为载波功率放大器和主峰值功率放大器；
[0040] 步骤二：调节载波功率放大器输出端的补偿线，使得载波功率放大器在低功率区达到一个高效率点；所述的高效点为载波功率放大器饱和输出时功率回退6dB的效率；
[0041] 步骤三：调节一个普通的C类功率放大器并把它作为辅峰值功率放大器；
[0042] 步骤四：调节主峰值功率放大器输出端的相位补偿线，保证两个级联的主、辅峰值功放在低功率输入时输出阻抗为无穷大；
[0043] 步骤五：调节辅峰值功率放大器输入端的相位补偿线，保证载波功放与主、辅峰值功放的相位一致；
[0044] 上述的载波功放与主、辅峰值功放的负载阻抗都是50欧。
[0045] 以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
