[0052] 以下将结合具体实施例对本发明提供的技术方案进行详细说明，应理解下述具体实施方式仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。
[0053] 图2为组合优化自适应频域盲均衡方法(下简称COAFBEA方法)的原理图。该方法涉及到两个不同类型的频域均衡器，一个是频域多模盲均衡器，工作在盲均衡模式；一个是频域自适应均衡器，工作在DD模式。当系统工作在频域盲均衡模式时，在均衡的起始阶段或信道突变时，消除码间干扰；当在频域盲均衡模式获得足够低的稳态均方误差时，切换到以DD模式工作的频域自适应均衡器；将这两个均衡器的输出通过组合参数得到总输出，由组合输出定义整个组合优化自适应频域盲均衡系统的时域代价函数以调整组合参数；由组合输出的判决输出调整频域自适应均衡器的均衡性能。
[0054] 具体地说，COAFBEA方法包括如下步骤：
[0055] 步骤A，发射信号a(n)经过信道h(n)得到信道输出信号x(n)：x(n)＝hT(n)a(n)；其中a(n)为发射信号，是独立同分布的；h(n)是有限脉冲响应信道；n为时间序列；T表示转置；
[0056] 步骤B，由信道噪声信号w(n)与步骤A所述的信道输出信号x(n)得到频域均衡器时域输入信号u(n)：u(n)＝x(n)+w(n)；w(n)是信道的加性高斯白噪声；
[0057] 步骤C，对时域输入信号u(n)作L点快速傅里叶变换FFT得到频域均衡器输入频域信号U(N)，N表示具有L点数据的块数，L为正整数，下同；
[0058] 其中，时域信号u(n)通过快速傅里叶变换FFT得到频域信号的过程是：将u(n)分成L长的块，每个块中具有L个点，以u(n)的第N个块和第N-1个块组成2L点序列，在N＝1时，在u(1)前添置L个零，若设f1(n)与f2(n)为每个输入块对应的时域权向量，则在其后添置L个零组成2L个点序列，运用快速傅里叶变换FFT，用循环卷积来计算线性卷积(重叠保留法)为[0059] U(N)＝FFT{u(nL-L),u(nL-L+1),…,u(nL-1)u(nL),u(nL+1)…u(nL+L-1)} (7)[0060] F1(N)＝FFT{f1T(n),0,0,…,0} (8)
[0061]
[0062] 步骤D，所述频域均衡器输入频域信号U(N)经频域多模盲均衡器得到其输出频域信号Y1(N)：
[0063] Y1(N)＝F1(N)U(N) (10)
[0064] 其中，F1(N)为频域多模盲均衡器的频域权向量，为时域权向量f1(n)的L点快速傅里叶变换FFT；
[0065] 所述U(N)经频域自适应均衡器得到输出频域信号Y2(N)：
[0066] Y2(N)＝F2(N)U(N) (11)
[0067] 其中，F2(N)为频域自适应均衡器的频域权向量，为时域权向量f2(n)的L点快速傅里叶变换FFT；
[0068] 步骤E，对所述频域多模盲均衡器输出频域信号Y1(N)作L点逆快速傅里叶变换IFFT得到频域多模盲均衡器的输出时域信号y1(n)：
[0069] y1(n)＝IFFT[Y1(N)] (12)
[0070] 对所述频域自适应均衡器输出频域信号Y2(N)作L点逆快速傅里叶变换IFFT得频域自适应均衡器的输出时域信号y2(n)：
[0071] y2(n)＝IFFT[Y2(N)] (13)
[0072] 步骤F，步骤E所述的频域多模盲均衡器输出时域信号y1(n)和频域自适应均衡器的输出时域信号y2(n)，通过组合参数λ(n)组合得到组合输出时域信号y(n)：
[0073] y(n)＝λ(n)y1(n)+[1-λ(n)]y2(n) (14)
[0074] 其中，0≤λ(n)≤1；
[0075] 步骤G，步骤F所述的组合输出时域信号y(n)经判决装置得到判决输出时域信号此信号即为发射信号a(n)的估计，其中Δ为延时序列。
[0076] 频域多模盲均衡器频域权向量F1(N)和频域自适应均衡器频域权向量F2(N)的更新过程，影响着组合优化自适应频域盲均衡方法的性能，F1(N)和F2(N)的更新方法详述如下：
[0077] 对于频域多模盲均衡器，其频域代价函数定义为：
[0078]
[0079] 式中，JFMMA(N)为频域多模盲均衡器的频域代价函数；Y1,Re(N)，Y1,Im(N)为输出频域信号Y1(N)的实部与虚部；发射信号a(n)的频域模值R2为发射信号a(n)的时域模值的L点快速傅里叶变换FFT；aRe(n)和aIm(n)分
别表示发射信号a(n)的实部与虚部；E表示取数学期望。由JFMMA(N)对F1(N)求梯度，得频域多模盲均衡器的频域权向量F1(N)的更新公式为
[0080] F1(N+1)＝F1(N)+μ1C1(N)U*(N) (16)
[0081] 式中，μ1为迭代步长，是固定常数；U*(N)为U(N)的共轭；为频域多模盲均衡器FMMA的频域误差信号，
为虚数单位；C1,Re(N)，C1,Im(N)为输出频域信号C1(N)的实部与虚部。式(7)、(9)、(15)、(16)构成了频域多模盲均衡方法FMMA。
[0082] 对频域自适应均衡器，其频域代价函数定义为
[0083]
[0084] 式中，JFLMS(N)为频域自适应均衡器的频域代价函数； 为判决输出信号的傅里叶变换FFT。由JFLMS(N)对F2(N)求梯度，得频域自适应均衡器频域权向量F2(N)的更新公式为
[0085] F2(N+1)＝F2(N)+μ2E2(N)U*(N) (18)
[0086] 式中，μ2为迭代步长，是固定常数； 为频域自适应均衡器的频域误差信号， 为判决输出信号 的L点快速傅里叶变换FFT。式(7)、(9)、
(17)、(18)构成了频域自适应均衡方法FLMS。
[0087] 由y1(n)和y2(n)通过组合参数λ(n)所得到的组合输出y(n)时，由于y(n)的判决输出信号 经L点快速傅里叶变换FFT后反馈到频域自适应均衡器中用于调整频域权向量F2(N)，因此组合参数λ(n)对整个系统的性能有着重要影响。合理确定组合参数λ(n)是很必要的。
[0088] 本发明通过使整个组合优化盲均衡系统的时域代价函数最小化，获得组合参数λ(n)的更新方法。本发明将整个组合优化自适应盲均衡系统的时域代价函数定义为
[0089]
[0090] 式中，JMMA(n)表示第n时刻多模盲均衡方法MMA的代价函数，发射信号a(n)的时域模值 yRe(n)与yIm(n)分别为总输出y(n)的实部与虚部，y(n)中含有组合参数λ(n)，因此通过对JMMA(n)的最小化，可得到组合参数λ(n)的更新方法。为了获得更有效的组合参数λ(n)，引入辅助参数β(n)，并将组合参数λ(n)定义为β(n)的函数，即
[0091]
[0092] 式中，是以β(n)为自变量的函数；sgm[β(n)]＝[1+e-β(n)]-1；按照该定义0≤λ(n)≤1，当λ(n)＝1时，β(n)＝β+，当λ(n)＝0时，β(n)＝-β+，β+是一个正的常数；β(n)∈[-β+,β+]。按随机梯度下降法，由JMMA(n)对辅助参数β(n)求梯度，得到辅助参数β(n)的更新公式为[0093]
[0094] 式中， 为函数 对β(n-1)的导数，即 上标*表示共轭；Re{x}表示对x取实部； 是步
长，定义为
[0095]
[0096] 式中，ρβ为常数，p(n)＝ηp(n-1)+[1-η]|y1(n)-y2(n)|2为第n时刻信号y1(n)-y2(n)的功率估计；η为遗忘因子，其中0＜η＜1。按式(21)和(22)更新辅助参数β(n)后，再按式(20)更新组合参数λ(n)。式(19)-式(22)称为组合参数优化方法。
[0097] 通过组合参数λ(n)将频域多模盲均衡方法FMMA和频域自适应均衡方法FLMS结合起来，就得到了本发明一种组合优化自适应频域盲均衡方法COAFBEA。
[0098] 相应的，本发明还提供了用于实现组合优化自适应频域盲均衡方法的系统，包括：
[0099] 第一快速傅里叶变换单元FFT，用于对发射信号a(n)经过信道h(n)并加入信道噪声信号w(n)后得到的频域均衡器时域输入信号u(n)，作L点快速傅里叶变换FFT得到均衡器输入频域信号U(N)；
[0100] 频域多模盲均衡器，用于接收频域均衡器输入频域信号U(N)并输出频域信号Y1(N)，其权向量根据第一误差生成单元的输出值进行更新；
[0101] 第一逆快速傅里叶变换单元IFFT，用于对频域多模盲均衡器输出频域信号Y1(N)进行L点逆快速傅里叶变换IFFT并输出时域信号y1(n)；
[0102] 第一误差生成单元，用于根据频域多模盲均衡器输出频域信号Y1(N)生成频域多模盲均衡器频域误差信号C1(N)并输出频域多模盲均衡器的频域误差信号；
[0103] 频域自适应均衡器，用于接收均衡器输入频域信号U(N)并输出频域信号Y2(N)，其权向量根据第二误差生成单元的输出值进行更新；
[0104] 第二逆快速傅里叶变换单元IFFT，用于对频域自适应均衡器输出频域信号Y2(N)进行L点逆快速傅里叶变换IFFT并输出时域信号y2(n)；
[0105] 参数组合单元，用于接收y1(n)、y2(n)，并利用组合参数λ(n)组合得到组合输出时域信号y(n)，并输出至判决装置；
[0106] 判决装置，用于接收组合输出时域信号y(n)并判决输出时域信号
[0107] 第二快速傅里叶变换单元FFT，用于接收判决输出信号 并进行傅里叶变换FFT；
[0108] 第二误差生成单元，用于接收第二快速傅里叶变换单元输出值和频域自适应均衡器输出频域信号Y2(N)并输出频域自适应均衡器的频域误差信号。
[0109] 为了验证本发明方法COAFBEA的性能，我们以频域多模盲均衡方法FMMA和频域自适应均衡方法FLMS为比较对象进行仿真实验。实验中，信道脉冲响应为c＝[0.3132-0.1040 0.8908 0.3134]；发射信号为16QAM；信噪比为25dB；均衡器权长为16且采用中心抽头初始化；步长为μFLMS＝0.0003；μFMMA＝0.0008；μCOAFBEA＝0.00038；100次蒙特卡罗仿真结果如图3所示。图3(a)表明，本发明方法COAFBEA的收敛速度比FMMA和FLMS快约2000步；而本发明方法COAFBEA的均方误差比FMMA下降了约2dB、比FLMS下降约5.5dB。图3(b)、3(c)与3(d)表明，本发明方法COAFBEA的星座图比FMMA和FLMS更为集中、紧凑。仿真实验验证了本发明方法COAFBEA具有实时跟踪性能，满足了收敛速度快、稳态误差低的要求，且无需选择误差门限。
[0110] 本发明方案所公开的技术手段不仅限于上述实施方式所公开的技术手段，还包括由以上技术特征任意组合所组成的技术方案。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。
