[0023] 以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。
[0024] 针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中Doherty功率放大器的结构进行了深入的研究，申请人发现现有技术中Doherty功率放大器载波功放偏置为AB类工作模式，峰值功放偏置在C类工作模式，并只考虑到基波匹配对效率的影响。
[0025] 随着功率放大器技术的不断进步，其效率也不断提高，比如，E类放大器以及通过谐波控制所衍生出的EF类放大器，已经得到越来越多的青睐。在对Doherty功率放大器进行改进时，由于其采用对称结构，本领域普通技术人员对其改进时，通常试图对载波放大器和峰值放大器同时改进。申请人刚开展课题研究的时候，也是试图通过用E类放大器或者EF类放大器同时替代现有技术的AB类和C类放大器，但在实际测试中，其效率和线性度并未达到理想的效果。
[0026] 在不断的试验测试过程中，申请人发现，将现有Doherty功率放大器的载波放大器由AB类替换为高效率功放(D类、E类或者EF类)，而峰值放大器仍然保持现有技术C类功放，Doherty功率放大器的效率和线性度能够得到显著的提高。究其原因可以发现整个Doherty的功放是由载波功放决定，而峰值功放的主要作用是牵制载波功放并且要能够输出一定的功率，而普通的C类就可以完美实现，如果采用偏向于高效率的EF类，只会适得其反。
[0027] 参见图1，所示为本发明高线性高效率功率放大器的结构框图，其与现有Doherty功率放大器的结构类似，包括等分威尔金森功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和负载调制网络；等分威尔金森功分器用于将输入信号进行功率等分后分别输出给载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端和峰值功率放大电路的输出端共同与负载调制网络相连接，经负载调制网络将功率输出给负载；载波功率放大电路包括依次串接的载波输入匹配电路、载波功率放大器和载波输出匹配网络，载波输出匹配网络与负载调制网络相接；负载调制网络包括特征阻抗为50欧，1/4波长的第一阻抗变换器R1和特征阻抗为35欧，1/4波长的第二阻抗变换器R2；载波放大电路通过第一阻抗变换器R1与峰值放大电路相连接，并经第二阻抗变换器R2将功率输出给负载，其中，载波功率放大电路采用E3F类功率放大器结构，峰值功率放大电路依然采用普通C类功率放大器结构。
[0028] EF类功率放大器为现阶段研究的热点，其在E类放大器的基础上，通过谐波控制，从而大大提高了效率。但在现有EF类功率放大器研究中，本领域普通技术人员通常趋于理想化，试图抑制所有谐波，也即将所有偶次谐波短路，所有奇次谐波开路，这大大提高了谐波网络实现的复杂度，在实际中很难实现。为了，简化谐波网络的设计，同时又能提升功放的效率和线性度，本发明提出一种E3F类功率放大器的谐波控制网络。参见图2，所示为本发明中载波功率放大电路中载波输出匹配电路的结构框图，载波输出匹配电路进一步包括第一传输线TL1、第二传输线TL2、第三传输线TL3、第四传输线TL4、第五传输线TL5、第六传输线TL6、第七传输线TL7和第八传输线TL8，其中，第二传输线TL2和第三传输线TL3的长度为λ/8波长，第七传输线TL7的长度为λ/12的波长，第一传输线TL1的一端与载波功率放大器的输出端相连接，第一传输线TL1的的另一端与第二传输线TL2的一端和第五传输线TL5以及第六传输线TL6的一端相连接，第五传输线TL5的另一端开路；第二传输线TL2的另一端与第三传输线TL3的一端和第四传输线TL4的一端相连接，第三传输线TL3的另一端和第四传输线TL4的另一端开路；第六传输线TL6的另一端与第七传输线TL7的一端和第八传输线TL8的一端相连接，第七传输线TL7的另一端和第八传输线TL8的另一端开路，其中，第四传输线TL4和和第八传输线TL8为扇形微带线。
[0029] 上述载波输出匹配电路的原理为，利用四分之一波长阻抗变换原理，TL3这根终端开路的微带线，其电长度为λ/8，那么对于所有的(4m-2)次谐波(其中m＝1、2、3、、)则可认为这些谐波都是四分之一波长的奇数倍，因此这些谐波都将被短路；同理，TL2这根微带线其电长度也为λ/8，因其一端接着TL4这根扇形微带线而在高频处我们让其工作于容性状态，因此可认为TL2的一端是接地的，那么对于(4m)次谐波(其中m＝1、2、3、、)则可认为这些谐波都是四分之一波长的偶数倍，因此这些谐波都将被短路，所有的偶次谐波都被短路了；对于TL7终端开路其电长度为λ/12，那么对于三次谐波来说其另一端是短路的，此时TL6相对于三次谐波就是终端短路的，因此只要让TL6的电长度在0到λ/12之间相对于三次谐波就是感性的，TL5为终端开路的只要让其电长度在0到λ/12之间取值那么相对于三次谐波就是容性的，所以只要根据具体的频率使得TL5，TL6在三次谐波下有恰当的电容值和电感值就可以形成并联谐振将三次谐波开路。因此整个谐波控制电路很好的将所有偶次谐波短路和三次谐波开路，实现了波形整形的目的，使得功放管输出的电流波形近似为半正弦波，电压波形近似为方波，从而极大地提高了功放的效率。
[0030] 其中，第一传输线TL1、第四传输线TL4、第五传输线TL5、第六传输线TL6和第八传输线TL8的参数根据实际输入信号参数调节。比如，可以根据实际输入信号的频率、带宽等参数调节上述传输线的长度和阻抗。
[0031] 在一种优选实施方式中，等分威尔金森功分器与峰值功率放大器之间设有50欧相位补偿线。
[0032] 在一种优选实施方式中，峰值功率放大器与负载调制网络之间设有50欧峰值补偿线。
[0033] 在一种优选实施方式中，载波功率放大器与负载调制网络之间设有50欧载波补偿线。
[0034] 在一种优选实施方式中，载波功率放大器和峰值功率放大器采用晶体管实现。
[0035] 在一种优选实施方式中，负载阻抗为50欧。
[0036] 本发明所提出的高线性高效率功率放大器可通过如下步骤设计实现：
[0037] 步骤一：调试一个新型的可以将所有偶次谐波短路，三次谐波开路，基波匹配到50欧的E3F类功率放大器作为载波功率放大器；
[0038] 步骤二：调节载波功率放大器输出端的补偿线，使得载波功率放大器在低功率区达到一个高效率点；所述的高效点为载波功率放大器饱和输出时功率回退6dB的效率；
[0039] 步骤三：调节一个普通的C类功率放大器并把它作为峰值功率放大器；
[0040] 步骤四：调节峰值功率放大器输出端的相位补偿线，保证峰值功放在低功率输入时输出阻抗为无穷大；
[0041] 步骤五：调节峰值功率放大器输入端的相位补偿线，保证载波功放与峰值功放的相位一致；
[0042] 上述的载波功放与峰值功放的负载阻抗都是50欧。
[0043] 参见图3，所示为本发明高线性高效率功率放大器的实测效果图，从图3可以看出，相对于现有技术普通Doherty功率放大器，本发明高线性高效率功率放大器的效率得到显著提高。
[0044] 以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
