[0034] 下面将结合附图，对本实用新型的优选实施例进行详细的描述。
[0035] 参见图1‑3，所示为本实用新型实施例的集成滤波平衡低噪声放大器结构框图、电路原理图和带通滤波输入/输出匹配电路的平衡结构，包括依次连接的带通滤波输入匹配电路10、差分放大电路20和带通滤波输出匹配电路30，其中，带通滤波输入匹配电路10的输入连接射频信号，输出连接差分放大电路 20，差分放大电路20将射频信号进行放大并经过带通滤波输出匹配电路30的两个端口输出；带通滤波输入匹配电路10和带通滤波输出匹配电路30既起到与差分放大电路20阻抗匹配的作用，还具备带通滤波器的选频特性，滤除带外的干扰信号；差分放大电路20克服偏置电位影响。
[0036] 带通滤波输入匹配电路10为上下对称的环形枝节加载匹配网络，包含四条对称的输入T形枝节线和两条上下对称的输入级联主路传输线。输入T形枝节线包括第一T形枝节线Ts1、第二T形枝节线Ts2、第三T形枝节线Ts3和第四T形枝节线Ts4；其中，第一T形枝节线Ts1的一端与第二T形枝节线Ts2 的一端连接，第三T形枝节线Ts3的一端与第四T形枝节线Ts4的一端连接。输入级联主路传输线包括传第七输线TL7、第八传输线TL8、第九传输线TL9 和第十传输线TL10；其中，第七传输线TL7与第八传输线TL8连接，并分别与第一T形枝节线Ts1的一端和第二T形枝节线Ts2的一端连接；第九传输线 TL9与第十传输线TL10连接，并分别与第三T形枝节线Ts3的一端和第四T 形枝节线Ts4的一端连接。
[0037] 差分放大电路20由上下两路对称的放大电路构成，包括第一放大电路和第二放大电路。第一放大电路包含第一共源放大电路、第一偏置电路、第一稳定电路、第一电容C1和第七电容C7，其中，第一共源放大电路包含第一晶体管T1、第一电感L1、第二电感L2、第五电容C5和第六电容C6；第一电感 L1的一端与第一晶体管T1的栅极连接，用于防止射频信号泄漏到偏置电路中；另一端与第五电容C5连接，将泄露的交流信号短路到地，降低对偏置电路的影响；第二电感L2的一端与第一晶体管T1的漏极连接，用于防止射频信号泄漏到偏置电路中；另一端与第六电容C6连接，将泄露的交流信号短路到地，降低对偏置电路的影响；第一偏置电路包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和多个旁路电容；其中，第二电阻R2的两端分别与第一电阻R1和第三电阻R3连接，构成电阻式分压结构，因此可使用单个电源给第一晶体管T1 的栅极和漏极提供合适的偏置点；第三电容C3、第四电容C4和第五电容C5 并联连接，将来自直流供电的交流信号短路到地，防止干扰信号进入射频通路；第一稳定电路由第十七传输线构成。第二放大电路与第一放大电路结构对称，并且所使用的器件参数一致。
[0038] 带通滤波输出匹配电路30是一个上下对称的环形枝节加载匹配网络，包含四条对称的输出T形枝节线和两条上下对称的输出级联主路传输线。输出T 形枝节线包括第五T形枝节线Ts5、第六T形枝节线Ts6、第七T形枝节线Ts7 和第八T形枝节线Ts8；其中第五T形枝节线Ts5的一端与第六T形枝节线Ts6 的一端连接；第七T形枝节线Ts7的一端与第八T形枝节线Ts8的一端连接。输出级联主路传输线包括第二十五传输线TL25、第二十六传输线TL26、第二十七传输线TL27和第二十八传输线TL28，其中，第二十五传输线TL25与第二十六传输线TL26连接构成阶梯阻抗变换器，并分别与第五T形枝节线Ts5 的一端和第七T形枝节线Ts7的一端连接；第二十七传输线TL27与第二十八传输线TL28连接构成阶梯阻抗变换器，并分别与第六T形枝节线Ts6的一端和第八T形枝节线Ts8的一端连接。
[0039] 具体实施例中，本实用新型工作频率为1.7GHz～2.5GHz。两个差分端口Port 1和Port 2与主路传输线连接作为输入端，与另外两个水平对称的差分端口 Port3和Port4作为输出端。对于任意频率，主路传输线的结构相同；该匹配网络的变频功能由左右两侧选频枝节实现。
[0040] 奇模分析：
[0041] 当输入端Port1受差模信号激励时，图3所示的水平对称线相当于理想的电壁。如图4所示，此时平衡型带通滤波匹配网络的奇模等效电路为一个π型网络，利用平衡结构对称分析方法可以确定阻抗Zi(i＝1,2,3)的值。在给定的频率fi(i＝1,2)下，输入端阻抗ZSi(＝RSi+j*XSi)和输出端阻抗ZLi(＝RLi+j*XLi)假设都是一个复数阻抗。在频率f1下，设主路传输线阻抗为ZMk，电长度为θMk(k＝1,2)。用于频率变换的T形枝节线与主路相连，阻抗为Zn(n＝1,2,3,4,5,6)，电长度为θm (m＝1,2,3)。此时，所有差模信号都应该无反射的被传输到输出端口，而共模信号应该全反射。
[0042] π型网络中间级联主路传输线的传输特性可用ABCD传输矩阵表示。
[0043]
[0044] Zli和Zri分别为主路传输线左右两端对应的源阻抗和负载阻抗。假设主路传输线的特征阻抗和电长度分别为ZMk和θMk(k＝1，2)，可求得T形枝节线的等效输入阻抗为jXai(jXbi)。求解过程如下：
[0045] 公式(2)和公式(3)为基于π型多频带阻抗变换的方程：
[0046]
[0047]
[0048] 那么主路传输线Zli*和Zri之间的阻抗变换满足下式：
[0049]
[0050] 通过进一步的数学变换，最终可得到Xai和Xbi之间的关系式：
[0051] pXai+rXaiXbi+qXbi＝s (5)
[0052] 其中，公式(5)中的各个系数可表示为：
[0053] p1＝RSiDMiRLi+XSiDMiXLi+BMiXLi (5‑a‑1)
[0054] r1＝AMiXLi+BMi‑RSiCMiRLi+XSi(DMi‑CMiXLi) (5‑b‑1)
[0055] q1＝XSi(AMiXLi+BMi)+RSiRLiAMi (5‑c‑1)
[0056] s1＝‑XSiBMiXLi‑RSiBMiRLi (5‑d‑1)
[0057] p2＝XSiDMiRLi‑RSiDMiXLi+BMiRLi (5‑a‑2)
[0058] r2＝RLiAMi‑XSiCMiRLi‑RSi(DMi‑CMiXLi) (5‑b‑2)
[0059] q2＝XSiRLiAMi‑RSi(AMiXLi+BMi) (5‑c‑2)
[0060] s2＝RSiBMiXLi‑XSiBMiRLi (5‑d‑2)
[0061] 因此，在确定主路传输线的电气参数并获得其ABCD矩阵，同时保证Xai和Xbi(i＝1，2)是实根，那么可以根据公式(5)精确的计算出Xai和Xbi(i＝1，2) 的值。
[0062] 偶模分析：
[0063] 当输入端Port1受共模信号激励时，图3所示的水平对称线相当于理想的磁壁。参见图5，平衡带通滤波匹配网络的偶模等效电路为一个π型网络。此时，所有共模信号都应该无反射的被传输到输出端口，而差模信号应该全反射。同样地，采用对称分析方法，可得出各传输线的阻抗值。
[0064] 通过以上的方式可以确定输入/输出匹配网络中各传输线的参数，最终实现与晶体管T1和T2的输入/输出阻抗匹配。实施例中的差分放大电路采用上下对称的共源放大结构。其中一路放大由晶体管T1、传输线TL17、电感L1和 L2、电容C1、C6和C7组成。电容C1和C7用于隔直，而电容C6的作用是将泄露的交流信号短路到地，减少对偏置电路的影响。电感L1和L2用于扼制射频信号泄漏到偏置电路中。晶体管T1与传输线TL17连接，提高了输入阻抗的实部，起到了保持电路稳定的作用。三个取值不同的电容C3、C4和C5与 VDD一端连接，用于短路来自直流供电的交流信号，防止干扰信号进入射频通路。电阻R2的两端分别与所述电阻R1和电阻R3连接，构成电阻式分压结构，因此可使用单个电源给晶体管T1的栅极和漏极提供合适的偏置点。另一放大电路与上述放大电路结构与器件参数相同。
[0065] 参见图2，等幅反相的差分信号从输入匹配网络两端输入，经过带通滤波结构后射频信号中的共模噪声部分会被反射并损耗，而差模信号则顺利通过网络进入两路放大电路，此时，相当于抑制了大部分的共模噪声，提高了信噪比。差模信号在放大电路输出端口相位发生翻转，两者相差180°，并通过带通输出输出匹配网络后保持不变。
[0066] 图6和图7分别给出了本实施例S参数和噪声系数仿真，在1.7～2.5GHz 频段内输入/输出回波损耗均小于‑10dB，增益大于14.5dB，噪声系数小于0.7dB，实现了良好的带通滤波效果和噪声抑制特性。
[0067] 最后说明的是，以上优选实施例仅用以说明本实用新型的技术方案而非限制，尽管通过上述优选实施例已经对本实用新型进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其做出各种各样的改变，而不偏离本实用新型权利要求书所限定的范围。
