[0059] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0060] 相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。
[0061] 实施例1
[0062] 参见图6，所示出的本发明的谐振型反激变换器控制器100原理框图，包括：过零信号产生模块102，接收反映变换器变压器励磁电感电流过零信息的信号ZCD，产生过零脉冲信号ZCD1；
[0063] 电流信号补偿处理模块101，根据接收的变换器原边电流采样信号Vcs和励磁电流模拟电路产生的励磁电流模拟信号Vca，或者二者相加或叠加产生的合成信号Va，或者原边电流采样信号Vcs和合成信号Va，经处理和补偿后产生与变换器副边整流管信号波形一致的副边电流模拟信号Vb；
[0064] 负载检测模块105，接收所述电流信号补偿处理模块101输出的副边电流模拟信号Vb，经滤波后获得负载电流信号Vid；
[0065] 降频控制模块106，接收负载电流信号Vid和主管置位信号Vset1，产生降频控制信号ST1；
[0066] 副边电流区间检测模块103，接收所述电流信号补偿处理模块101输出的副边电流模拟信号Vb，产生辅助管复位信号Vrst2；
[0067] 主管复位信号产生模块104，接收输出反馈信号VFB，产生主管复位信号Vrst1和辅助管置位信号Vset2；
[0068] 主管置位信号产生模块111，接收所述过零信号产生模块102输出的过零脉冲信号ZCD1和降频控制模块106产生的降频控制信号ST1，产生主管置位信号Vset1；
[0069] 主管信号产生模块107，接收与门输出的主管置位信号Vset1和复位信号产生模块输出的主管复位信号Vrst1，产生主管控制信号VGA；
[0070] 反相延时模块109，接收复位信号产生模块104输出的主管复位信号Vrst1，经反相和延时处理后输出辅助管置位信号Vset2；
[0071] 辅管信号产生模块108，接收反相延时模块109输出的辅助管置位信号Vset2和副边电流区间检测模块103输出的辅助管复位信号Vrst2，产生辅助管控制信号VGB；
[0072] 驱动模块110，接收主管信号产生模块107输出的主管控制信号VGA和辅管信号产生模块108输出的辅助管控制信号VGB，输出主管驱动信号VG1和辅助管驱动信号VG2。
[0073] 参见图7示出的本发明的谐振型反激变换器控制器的一具体实施例的电路原理图及图8示出的本发明的谐振型反激变换器控制器的一具体实施例的关键波形图。其中：过零信号产生模块102为比较器U3。比较器U3的一个输入端接收来自变换器的ZCD信号，另一个输入端接地，比较器U3输出过零脉冲信号ZCD1。当变换器变压器励磁电流由正过零变负时，ZCD信号使得ZCD1信号从低电平跳变为高电平。因此ZCD1信号能够用于判断变压器励磁电流过零点。
[0074] 电流信号补偿处理模块101，包括信号处理模块1011、采样保持模块1012和补偿模块1013。其中，信号处理模块1011包括电阻R1和开关S3；开关S3的一端接收合成信号Va，另一端接电阻R1的一端并输出副边电流模拟信号Vb，电阻R1的另一端接地，开关S3的控制端接收主管控制信号的反相信号VGAF。当信号VGAF为低电平，即主管导通时，副边电流模拟信号Vb经电阻R1短接到地；当信号VGAF为高电平，即主管关断时，开关S3将合成信号Va经电阻R1传输；由此，在副边电流模拟信号Vb中消除了合成信号Va在主管导通时由变换器原边电流感应的分量，使得副边电流模拟信号Vb与变换器副边整流管电流波形形状一致；
[0075] 采样保持模块1012包括开关S4和电容C1；开关S4的一端接收合成信号Va，另一端接电容C1的一端，电容C1的另一端接地，开关S4的控制端接收主管置位信号产生模块111输出的主管置位信号Vset1；主管置位信号Vset1的高电平出现在主管开通之前，当主管置位信号Vset1为高电平时，开关S4导通，合成信号Va的电平传递给电容C1；当开关S4关断时，电容C1两端电压保持。因此，开关S4和C1可以检测出主管导通前合成信号Va的电平幅值，该幅值可以反映出励磁电流模拟信号Vca与实际励磁电流之间的直流偏差。
[0076] 补偿模块1013包括电阻R2，运放U11、补偿电容C2和电阻R3。电阻R2的一端接接收采样保持模块1012输出的电压信号Ve，另一端接运放U11的负输入端，运放U11的正输入端接地，运放的输出接补偿电容C2的一端和电阻R3的一端，补偿电容C2的另一端接地，电阻R3的另一端接Va脚。由于变换器中的励磁电流模拟电路模拟出的励磁电流与实际的励磁电流存在一定的直流偏差，通过检测合成信号Va在主管开通前瞬间的电平，经补偿模块1013调节之后对合成信号Va进行补偿，以消除所述直流偏差。
[0077] 副边电流区间检测模块103由比较器U9构成。比较器U9的负输入端接收电流信号补偿处理模块101输出的副边电流模拟信号Vb，正输入端接地，当副边电流模拟信号Vb幅值负时，比较器U9的输出端输出的辅助管复位信号Vrst2为高电平，即根据辅助管复位信号Vrst2可以判断出副边电流模拟信号Vb的正极性区间和过零点；
[0078] 负载检测模块105，包括电阻Raux和电容Caux构成的滤波器以及比例放大环节1051，负载检测模块105接收电流信号补偿处理模块101输出的副边电流模拟信号Vb，经电阻Raux和电容Caux构成的滤波器滤波及比例放大环节1051放大后获得反映变换器负载电流大小的负载电流信号Vid；
[0079] 降频模块106包括锯齿波发生器1061、减法模块1062、比较器U6、比较器U7和与门U5。
[0080] 锯齿波发生器1061由电流源Iramp2，电容Cramp2、开关S2、RS触发器U8和延时模块Td2构成。电流源Iramp2，电容Cramp2和开关S2并联连接，一端接地，另一端接到比较器U6的正输入端，输出锯齿波信号Vramp2。RS触发器U8和延时模块Td2构成开关S2的控制信号发生器，RS触发器U8的置位端S接收主管信号产生模块107输出的主管控制信号VGA，其同相输出端输出的开关S2控制信号VGS2经过延时模块Td2延时后接到其复位端。因此，VGS2为与主管控制信号VGA前沿一致、脉宽等于延时模块Td2产生的延时宽度的窄脉冲信号。
[0081] 开关S2接收RS触发器U8的同相输出信号。在开关S2关断时，电流源Iramp2给电容Cramp2充电；开关S2导通时，电容Cramp2快速放电至零，形成锯齿波信号Vramp2。
[0082] 减法模块1062的负输入端接收负载检测模块105输出的负载电流信号Vid，其正输入端接收基准电压信号Vref1，输出信号Vref1‑Vid；
[0083] 比较器U6的负输入端接减法模块1062的输出端，正输入端接收锯齿波发生器1061输出的锯齿波信号Vramp2，当Vramp2＞Vref1‑Vid，比较器U6的输出为高电平，反之为低电平。因此，比较器U6输出为一脉冲信号。
[0084] 比较器U7的负输入端接收负载检测模块105输出的负载电流信号Vid，其正输入端接收基准电压信号Vref2，当Vid＞Vref2，即重载情况下，比较器U7输出的负载判断信号ST为低电平；反之，ST为高电平。
[0085] 与门U5的一个输入端接收比较器U7输出的负载判断信号ST，另一个输入端接收比较器U6输出的脉冲信号，与门U5输出脉冲信号ST1。可见，ST1只有在较轻负载下才有脉冲信号输出，且负载越轻，即Vid越小，则ST1信号距离开关周期下主管控制信号VGA的上升沿时间越远。
[0086] 主管置位信号产生模块111为与门U4，其一个输入端接收过零信号产生模块102输出的输出过零脉冲信号ZCD1，另一个输入端接收降频模块106输出的脉冲信号ST1，二者相与之后产生主管置位信号Vset1。
[0087] 主管复位信号产生模块104，包括比较器U1和锯齿波产生模块1041。其中，锯齿波发生器1041由电流源Iramp1，电容Cramp1、开关S1。电流源Iramp1，电容Cramp1和开关S1并联连接，一端接地，另一端输出锯齿波信号Vramp1送至比较器U1的正输入端，比较器U1的负输入端接收来自变换器的输出反馈信号VFB。开关S1的控制端接主管信号产生模块107输出的反相信号VGS1。VGS1与主管控制信号VGA反相。因此，在主管控制信号VGA为低电平区间，锯齿波信号Vramp1为低电平，而在主管控制信号VGA为高电平区间，电流源Iramp1对电容Cramp1充电，Vramp1线性上升。锯齿波信号Vramp1与输出反馈信号VFB经比较器U1进行比较，产生主管复位信号Vrst1。
[0088] 主管信号产生模块107，包括延时模块Td1和RS触发器U2。延时模块Td1的输入端接收主管置位信号产生模块111输出的主管置位信号Vset1，对Vset1进行延时后送至的RS触发器U2置位端，RS触发器U2复位端接收主管复位信号产生模块104输出的主管复位信号Vrst1，主管信号产生模块107的输出端输出主管控制信号VGA；由于主管置位信号Vset1的前沿与变换器主管两端电压Vds1的谐振谷底存在一定的时差，延时模块Td1的作用是产生一个延时来抵消这个时差，使得变换器主管能在Vds1谐振谷底开通，降低开关损耗。
[0089] 反相延时模块109，包括反相器U12和延时模块Td，反相器U12接收复位信号产生模块104输出的主管复位信号Vrst1，其输出信号经延时模块Td延时处理后输出辅助管置位信号Vset2；
[0090] 辅管信号产生模块108为RS触发器U10，其置位端接收反相延时模块109输出的辅助管置位信号Vset2，其复位端接收副边电流区间检测模块103输出的辅助管复位信号Vrst2，其同相输出端输出辅助管控制信号VGB；
[0091] 驱动模块110，接收主管信号产生模块107输出的主管控制信号VGA和辅管信号产生模块108输出的辅助管控制信号VGB，输出主管驱动信号VG1和辅助管驱动信号VG2。
[0092] 实施例2
[0093] 参见图9示出的本发明的谐振型反激变换器控制器的又一实施例电路原理图，其与图7示出的本发明的谐振型反激变换器控制器的实施例1的具体区别仅在电流信号补偿处理模块101的实现方式不同。
[0094] 电流信号补偿处理模块101，包括加法器1017、采样保持模块1012、减法器1018。其中，加法器1017的一端接收原边电流采样信号Vcs、另一端接收励磁电流模拟信号Vca，输出合成信号Va；
[0095] 采样保持模块1012包括开关S4和电容C1；开关S4的一端接收合成信号Va，另一端接电容C1的一端，电容C1的另一端接地，开关S4的控制端接收主管置位信号产生模块111输出的主管置位信号Vset1；主管置位信号Vset1的高电平出现在主管开通之前，当主管置位信号Vset1为高电平时，开关S4导通，合成信号Va的电平传递给电容C1；当开关S4关断时，电容C1两端电压保持。因此，开关S4和C1可以检测出主管导通前合成信号Va的电平幅值，该幅值可以反映出励磁电流模拟信号Vca与实际励磁电流之间的直流偏差。
[0096] 减法器1018的正输入端接收采样保持模块1012输出的电压信号Ve，负输入端接收加法器1017的输出的合成信号Va，其输出信号Vb等于二者之差，即：Vb＝Ve‑Va。
[0097] 在本实施例中，当输出信号为原边电流采样信号Vcs和励磁电流模拟信号Vca叠加产生的合成信号Va时，加法器1017可以省掉。
[0098] 现结合本发明的谐振型反激变换器控制器在实际变换器中应用实施例对本发明做进一步说明。
[0099] 应用实例1
[0100] 参见图10所示出的本发明的谐振型反激变换器控制器与有源箝位反激谐振变换器构成的装置实施例及图11所示的所述装置的在非互补控制模式时的主要波形：有源箝位反激谐振变换器包括：主管Q1、谐振电感Lr和变压器T原边绕组Wp构成的输入端口，接收输入直流电压；所述主管Q1的漏极接直流输入电压源的正端，所述主管Q1的源极接谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端接变压器T的原边绕组Wp的同名端，变压器T的原边绕组Wp的异名端接直流输入电压源的负端，主管Q1的门极接收驱动信号VG1；图中所示的变压器模型还包括变压器T的励磁电感Lm。
[0101] 副边整流管Q3和输出电容Co构成的输出电路，与变压器T的副边绕组Ws耦接，经Co的两端构成输出端口提供能量给直流负载；副边整流管Q3的源极接变压器T的副边绕组Ws的异名端，副边整流管Q3的漏极接输出电容Co的正端，输出电容Co的负端接变压器T的副边绕组Ws的同名端。
[0102] 箝位电路，所述箝位电路包括辅助管Q2，箝位电容Cr，以及一个采样电阻Rs。所述辅助管Q2与所述采样电阻Rs和所述箝位电容Cr依次串联组成辅助支路，所述辅助支路并联在变压器T的原边绕组Wp两端。所述辅助管Q2的漏极接所述主管Q1的源极，辅助管Q2的源极接采样电阻Rs的一端，采样电阻Rs的另一端接箝位电容Cr的一端及参考地，箝位电容Cr的另一端接变压器T的原边绕组Wp的异名端，辅助管Q2的门极接收驱动信号VG2，采样电阻Rs采集流过箝位电路的电流信息，产生电流采样信号Vcs。
[0103] 励磁电流模拟电路，所述励磁电流模拟电路由辅助电阻Ra和辅助电容Ca构成；所述辅助电阻Ra与辅助电容Ca、采样电阻Rs串联之后与所述变压器T的辅助绕组Wa并联，其中，辅助电阻Ra的一端接所述变压器T的辅助绕组Wa的同名端，变压器T的辅助绕组Wa的异名端接参考地。辅助绕组Wa通过辅助电阻Ra和采样电阻Rs对辅助电容Ca充放电，在辅助电容Ca两端产生励磁电流模拟信号Vca
[0104] 谐振型反激变换器控制器100，其GND引脚接参考地，ZCD引脚接收变压器T的辅助绕组Wa的同名端输出的励磁电流过零检测信号ZCD，Va引脚接收辅助电阻Ra与辅助电容Ca连接点输出的电流合成信号Va，即，Va＝Vcs+Vca，VFB引脚接收反映副边输出电压的反馈信号VFB，输出驱动信号VG1和VG2。
[0105] 采样电阻Rs采集的是流过辅助管Q2的电流ic，
[0106] is＝n(ic+iLm) (3)
[0107] 其中，n为变压器原副边匝比。可见，采样电阻Rs的两端电压信号，即电流采样信号Vcs中包含了副边整流管电流is信息，但同时也包含了励磁电流iLm信息。因此，如果想在原边侧获得准确的副边电流信息，必须设法产生一个与励磁电流iLm相同的信号。所述励磁电流模拟电路起到了模拟励磁电流的作用。
[0108] 假设变换器的工作频率是fs，则辅助电容Cca的阻抗为：
[0109]
[0110] 只要选取合适的Ra和Ca值使得Zca远小于辅助电阻Ra的阻抗，则流过辅助电阻Ra和辅助电容Ca构成的RC支路的电流ia为：
[0111]
[0112] 进一步可以得到辅助电容Ca两端的电压：
[0113]
[0114] 假设变压器T的电感量为Lm，励磁电流iLm的表达式：
[0115]
[0116] 其中Vm是变压器原边绕组两端电压，ILm_dc为励磁电流的直流偏置。对比式(6)和式(7)可以发现，Vca和iLm的交流部分iLm_ac成线性的比例关系。进一步，励磁电流im在一次侧电流采样电阻Rs两端感应的电压Vcs为‑iLm·Rs。由于Rs值远小于Ra，只要Ra和Ca的取值满足Ra·Ca≈Lm/Rs，则辅助电容Ca两端产生的励磁电流模拟信号Vca和一次侧电流采样信号Vcs叠加产生的合成信号Va中可消除励磁电流iLm的交流部分iLm_ac感应的电压。
[0117] 因此，通过在本发明的谐振型反激变换器100的控制器内部，通过电流信号补偿处理模块101检测主管Q1开通前合成信号Va的电平幅值，可以检测出励磁电流模拟信号Vca与实际励磁电流iLm之间的直流偏差Ve，其后利用该直流偏差Ve对Va进行补偿，获得与副边整流管电流is波形完全一致的副边电流模拟信号Vb。
[0118] 在本实施例中，由于Va中的波形还包含了原边主开关管Q1导通区间的励磁电流信息，因此在电流信号补偿处理模块101采用一个信号处理模块1011在主管Q1导通区间将合成信号Va信号短路到零，从而彻底消除励磁电流的影响。
[0119] 根据上述分析可知，合成信号Va经补偿和处理之后，输出的副边电流模拟信号Vb与副边整流管电流波形一致，因此可以将该信号送至副边电流区间检测模块103可以判断出副边整流管电流过零点，从而在该时刻关断辅助开关Q2；进一步，该信号滤波之后获得的平均值信号Vid与负载电流成比例关系，将其送入降频控制模块106可实现自适应负载降频控制。
[0120] 变压器辅助绕组Wa的输出信号ZCD在变压器励磁电流过零后会发生翻转，因此将其送至过零信号产生模块102，可以产生过零脉冲信号ZCD1，用于控制主管实现零电压或谐振谷底开通，降低开关损耗。
[0121] 应用实例2
[0122] 参见图12所示出的本发明的谐振型反激变换器控制器与不对称反激谐振变换器构成的装置实施例。
[0123] 不对称半桥反激谐振变换器包括：主管Q1的漏极接直流输入电压源的正端，主管Q1的源极接谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端接谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端接变压器T的原边绕组Wp的同名端，变压器T的原边绕组Wp的异名端接采样电阻Rs的一端，主管Q1的门极接收驱动信号VG1。辅助管Q2的漏极接主管Q1的源极和谐振电容Cr之间的连接点，辅助管Q2的源极接采样电阻Rs的另一端和参考地，辅助开关Q2的门极接收驱动信号VG2。采样电阻Rs采集原边侧电流ip，产生电流采样信号Vcs。
[0124] 副边整流管Q3和输出电容Co构成的输出电路，与变压器T的副边绕组Ws耦接，经Co的两端构成输出端口提供能量给直流负载；副边整流管Q3的源极接变压器T的副边绕组Ws的异名端，副边整流管Q3的漏极接输出电容Co的正端，输出电容Co的负端接变压器T的副边绕组Ws的同名端。
[0125] 励磁电流模拟电路，励磁电流模拟电路由辅助电阻Ra和辅助电容Ca构成；辅助电阻Ra与辅助电容Ca串联之后与变压器T的辅助绕组Wa并联，其中，辅助电阻Ra的一端接变压器T的辅助绕组Wa的异名端，变压器T的辅助绕组Wa的同名端接参考地。辅助绕组Wa通过辅助电阻Ra对辅助电容Ca充放电，在辅助电容Ca两端产生励磁电流模拟信号Vca。
[0126] 谐振型反激变换器控制器100，其GND引脚接参考地，ZCD引脚接收变压器T的辅助绕组Wa的异名端输出的励磁电流过零检测信号ZCD，Vcs引脚接收辅助电阻Ra与变压器原边绕组异名端连接点输出的电流采样信号Vcs，Vca引脚接收辅助电阻Ra和辅助电容Ca输出的励磁电流模拟信号Vca，VFB引脚接收反映副边输出电压的反馈信号VFB，输出驱动信号VG1和VG2。
[0127] 图13为图12所示的装置工作在非互补控制模式时的主要波形。本实施例中，励磁电流模拟信号Vca与变压器励磁电流方向相反，Vca与采样电阻Rs采集的反向变压器励磁电流信号之间同样存在直流偏差Ve，该偏差同样存在于Vcs与Vca相加得到的合成信号Va中，因此可以在所述谐振型反激变换器控制器100中，利用采样保持模块1012对合成信号Va进行采样获取直流偏差Ve，其后将直流偏差Ve对合成信号Va进行补偿，得到与副边整流管电流is波形完全一致的副边电流模拟信号Vb。
[0128] 在本实施例中，谐振型反激变换器控制器100的其余部分功能描述与图9所示的装置相同，这里不再赘述。
[0129] 应用实例3
[0130] 图14所示出为本发明的谐振型反激变换器控制器与不对称反激谐振变换器构成的装置另一实施例。
[0131] 该实施例的工作原理及谐振型反激变换器控制器100的功能不难通过图9所示装置实施例得到，这里不再赘述。
[0132] 本发明包括的具体模块本领域技术人员可以在不违背其精神的前提下可以有多种实施方式，或通过各种不同的组合方式形成不同的具体实施例，这里不再详细描述。
[0133] 无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的若干具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
[0134] 本发明实施例的上述详细说明并不在穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实施例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。
[0135] 在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其实行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。
[0136] 如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。
[0137] 以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
