[0022] 下面结合附图，对本发明的具体实施方式作进一步的详细说明。
[0023] 本发明所述一种无人机载通信设备直流电源充电器，包括充电电源、被充电电源及充电基准电压，还包括一级充电模块及二级充电模块，一级充电模块及二级充电模块输出端分别连接有另一端接地的第一电容和第二电容；
[0024] 所述一级充电模块的作用为将第一电容的电压充至充电基准电压的电压值；
[0025] 所述二级充电模块的作用为将第二电容的电压充至被充电电源的电压值；
[0026] 充电模块可以采用现有的各种充电方式，例如LDO跟随器设置、开关电源等，本申请为减小纹波，优选采用运算放大器连接成跟随器的形式。
[0027] 图1所示的具体实施方式中，所述一级充电模块包括第一运算放大器、第一充电器件，所述第一运算放大器的输出端连接第一充电器件控制端，所述第一充电器件的输入端连接充电电源，输出端连接第一运算放大器的反向输入端，所述第一运算放大器的正向输入端连接充电基准电压，还包括连接在第一充电器件输出端与地之间的限流电阻；第一充电器件输出端还与第一电容连接。
[0028] 所述二级充电模块包括第二运算放大器、第二充电器件，所述第二运算放大器的输出端连接第二充电器件控制端，所述第二充电器件的输入端及第二运算放大器的正向输入端连接第一充电器件的输出端；第二充电器件的输出端与第二运算放大器的反向输入端及被充电电源连接；第二充电器件输出端还与第二电容连接。
[0029] 还包括分压电路，所述分压电路输出所述充电基准电压，并使其电压值位于充电电源和被充电电源的电压值之间。
[0030] 如图1所示，假设充电电压VH=10，被充电电压VL初始值为零，VREF被预设为（VH+VL）/2。初始状态下VREF=5V，第一运算放大器AMP1的连接形式使得其输出端电压趋近于正向输入端电压，即充电基准电压VREF；第一运算放大器输出端的中间电压VM经过以第一运算放大器为核心的一级充电模块后，得到的中间电压VM=5V。
[0031] 图1中一级充电模块输出端的第一电容C1与限流电阻RLIM共同组成输出滤波器以减少输出纹波。同时限流电阻RLIM还可以限制第一充电器件M1的最大电流，避免器件损害，第一电容C1作为中间电压VM的储能电容。
[0032] 二级充电模块以中间电压VM作为电源，对第二电容C2进行充电，第二运算放大器AMP2与第一运算放大器AMP1的连接方式相同，第二运算放大器以负载电阻RL起到在一级充电模块中限流电阻RLIM的作用。
[0033] 两个充电模块中的充电器件优选使用相同面积下电流能力更强的NMOS器件。
[0034] 二级充电模块使被充电电压VL的电压值朝着VM的电压值趋近。
[0035] 分压电路用于产生充电基准电压VREF，关键在于使其电压值时刻介于充电电压VH与被充电电压VL 之间，从而使VREF可以随VL上升而上升，而随VH下降而下降。
[0036] 图2给出分压电路的一种常见方式，以分压电阻串联而成，通过设置图2中VREF标注节点两端的电阻值比例，可以得到VREF与VH及VL的不同函数关系。例如对于第五分压电阻R22等于第六分压电阻R23的典型情况，VREF=（VH+VL）/2。
[0037] 以下说明本发明的充电过程，
[0038] 对于VH=10V,VL=0V的初始状态,此时VREF=VM=5V，但当VL被充电至1V时，此时VREF= (10+1)/2=5.5V，此时的VM在一级充电模块中的稳态电压为5.5V，对于被充电电压VL=1V的状态，压差仍然维持在4.5V左右。
[0039] 当VL被充至2V时，此时VREF= (10+2)/2= 6V，即VREF=6V,VM会被充至6V,此时对于被充电电压VL=2V的状态，压差维持在4V左右。
[0040] 当VL被充至较接近VH,例如9V时，此时VREF=(10+9)/2=9.5V, VM会被充至9.5V,此时对于被充电电压VL=9V的状态，压差维持在0.5V左右。
[0041] 通过以上状态列举不难看出，本发明中，采用两级充电模式，在完成基本充电功能使VL持续上升至不断接近VH的同时，在一级充电模块处，中间电压VM与充电电压VH的压差；以及在二级充电模块处，中间电压VM与被充电电压VL的压差，均被限制在小于VH-VL的范围内，从而实际减少了传统一级充电模式下，由于压差过大造成电源输出大电流而容易形成较大纹波的现象。同时利用两级充电形式，使得输出级器件可以选择耐压值较低的低压器件，降低整个集成电路芯片的耐压工艺，从而避免使用昂贵的高压芯片制程，以较为低廉的低压工艺完成高压充电过程，节省了制造成本。
[0042] 中间电压跟随被充电电压逐渐上升，充电压差幅度线性减小，电压变化过程平稳无突变，进一步减少了系统噪音及对数据信息的二次干扰，由于电源纹波的减小，可以提高数据加载密度，还提高了通信数据传输效率。
[0043] 负载开路保护模块的作用为监测负载电阻RL是否与被充电电源VL连接，并对电路进行保护，正常使用时，负载电阻RL连接入负载电阻连接点A和被充电电源VL之间，当负载电阻未接入时，检测电阻RS上没有电流，A点电压为零，比较器正相输入端电压为大于零的开路保护基准电压。比较器输出高电平信号，经过输出分压电阻串的分压后，使在晶体管M的基极电压仍然大于该晶体管的阈值电压VT，晶体管导通，备用负载电阻RLB接入被充电电源端和地之间，避免了被充电电源端的空载。RLB阻值应取值较大，避免无谓的功耗，通常在兆欧级别以上，输出分压电阻串由第三分压电阻R3和第四分压电阻R4串联而成，分压后的电压应大于通常的晶体管阈值电压，例如对于输出高电平为5V时，R3和R4的阻值比例可以选择4：1左右，在中间节点输出电压1.25V，确保晶体管的导通，选择范围可以在数兆至十兆欧之间，以提供一定的基极电流，可以在晶体管M的发射极与地之间串联发光二极管VD，在晶体管导通时，该发光二极管也发光作出空载提示。当负载电阻RL接入时，RS上有电流并有压降，比较器反相输入端电压高于开路保护基准电压，输出低电平信号，晶体管截止，备用负载电阻RLB不接入电路。为进一步提高输出电压安全度，还可以在被充电电源端和地之间连接稳压二极管。
[0044] 对于开路保护基准电压，优选由串联在被充电电源和地之间的第一分压电阻和第二分压电阻产生，所述第一分压电阻和第二分压电阻的公共端连接比较器的正相输入端，所述第一分压电阻R1和第二分压电阻R2阻值相同。简化了设计，不再需要额外的直流电源或芯片提供，同时根据比较器增益最大值通常出现在电源电压一半左右的规律，令R1=R2，比较器采用输出电压作为电源，保证了比较器的检测精度最大。
[0045] 前文所述的为本发明的各个优选实施例，各个优选实施例中的优选实施方式如果不是明显自相矛盾或以某一优选实施方式为前提，各个优选实施方式都可以任意叠加组合使用，所述实施例以及实施例中的具体参数仅是为了清楚表述发明人的发明验证过程，并非用以限制本发明的专利保护范围，本发明的专利保护范围仍然以其权利要求书为准，凡是运用本发明的说明书及附图内容所作的等同结构变化，同理均应包含在本发明的保护范围内。
