[0023] 以下将结合附图对本实用新型提供的技术方案作进一步说明。
[0024] 针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中传统混合式EF类功率放大器的结构进行了深入的研究，申请人发现现有技术中传统的混合式EF类功率放大器的工作频率受到漏极-源极输出电容的限制。因此无法在宽频带上保持高效率。
[0025] 为了克服现有技术的缺陷，本申请提供的一种基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器，提出用于漏源输出电容的新型宽带补偿电路结构，获得所需的晶体管输出电容，改善了混合EF类功率放大器的工作频率，并在宽频带上保持了高效率。同时，栅极补偿电路用来抑制谐波，从而进一步提高了输出功率和效率。
[0026] 参见图2，所示为本实用新型基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器，包括输入匹配网络，栅极宽带补偿电路，晶体管，输出谐波控制网络，漏极宽带补偿电路，基波匹配网络，其中，输入匹配网络的输入端作为功率输入端，其输出端接所述晶体管栅极，栅极宽带补偿电路与晶体管栅极并联，用于抑制谐波从而提高输出功率和效率，晶体管漏极与漏极宽带补偿电路并联，用于补偿电容，从而改变EF类的工作带宽和效率，晶体管漏极与输出谐波控制网络的输入端相连接，输出谐波控制网络的输出端与基波匹配网络的输入端相连接，基波匹配网络的输出端作为功率输出端，匹配到所需要的最终阻抗值。
[0027] 参见图3，所示为本实用新型中宽带补偿电路的结构示意图，宽带补偿电路包括两对耦合线，两条四分之一弧长的微带线和两条常规的微带线，所述第一对耦合线与第十一微带线TL11一端连接，第十一微带线TL11另一端与第一扇形微带线Curve1一端连接，第一扇形微带线另一端与第二对耦合线连接，第二对耦合线与第二扇形微带线Curve2一端连接，第二扇形微带线Curve2另一端与第十二微带线TL12一端连接，第十二微带线TL12另一端与第一对耦合线连接。
[0028] 由于图3所示的宽带补偿电路结构是对称的，本实用新型采用奇偶模式的分析方法。奇偶模式的等效电路如图4所示。图4(a),(b)分别为奇模式和偶模式等效电路。为了简化计算，假设θ1＝θ2＝θ3＝30°。奇偶模式的特征阻抗与特征阻抗之间的关系如下所示：
[0029]
[0030] 其中Z0e，Z0o分别是奇数模式和偶数模式的特征阻抗。Z0是微带线的特性阻抗。C是耦合系数。因此，奇数模式输入阻抗可推导为：
[0031]
[0032] 偶数模式输入阻抗显示为：
[0033]
[0034] 根据以上公式可以得到奇偶模式的输入阻抗，微带线的特征阻抗和耦合系数之间的关系。然后根据设计电路时所需要补偿多余的电容值，得到相应频段的电感电抗范围。然后根据上述公式反推出所需的微带线特征阻抗和耦合系数。最后设计出相应的宽带补偿电路。
[0035] 参见图5，所示为本实用新型中谐波控制网络的结构示意图，谐波控制网络包括谐波控制网络包括第一微带线TL1，第二微带线TL2,第三微带线TL3,以及漏极宽带补偿电路(CCS)。所述第一微带线TL1一端与晶体管漏极连接,另一端与第二微带线TL2并联连接，并且和第三微带线TL3的一端连接，第二微带线TL2另一端接地，第三微带线TL3另一端与漏极宽带补偿电路(CCS)并联连接。对于谐波控制，本实用新型考虑了高达三次谐波的阻抗，调谐TL1得到TL1+TL2＝λ/4。在中心频率f0处漏极宽带补偿电路(CCS)的电气长度约为λ/12。然后，将TL2应用于获得TL1+TL3+CCS＝λ/6。在D点，对于二次谐波，ZD为零，对于三次谐波，ZD为无穷大。因此，二次谐波阻抗被转换为0，三次谐波阻抗被转换为无穷大。同时，将晶体管封装模型嵌入到输出匹配电路中，以减小晶体管封装的寄生参数影响，从而提高输出匹配电路的精度。
[0036] 在一种优选实施方式中，功率放大器采用Cree公司的GaN HEMT CGH40010F晶体管实现。
[0037] 在一种优选实施方式中，输入匹配电路与晶体管之间设有栅极偏置电路，其偏置电压为-2.7V。
[0038] 在一种优选实施方式中，晶体管漏极处设有偏置电路，其偏置电压为28V。
[0039] 本实用新型基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器，可以通过如下设计步骤实现：
[0040] 步骤S1：通过负载牵引等技术设计一个标准的EF类功率放大器；
[0041] 步骤S2：采用切比雪夫滤波器的匹配方法设计基波匹配网络；然后根据目标频带在Smith圆图上调节基波阻抗，得到最优基波匹配电路；
[0042] 步骤S3：根据所加的偏置电压等目标参数计算所需该EF类功率放大器达到目标参数所需的补偿的多余的电容，计算出相应频段所需的电感电抗值范围，然后根据奇数模式输入阻抗
[0043]
[0044] 偶数模式输入阻抗
[0045]
[0046] 公式中奇偶模式的输入阻抗，微带线的特征阻抗和耦合系数之间的关系反推出所需要的补偿多余电容的微带线特征阻抗和耦合系数，设计出相应的宽带补偿电路，最后通过ADS对设计的宽带补偿电路结构的Zin的虚部进行仿真，验证设计的结构电感值在所需的范围内。
[0047] 步骤S4：设计谐波控制电路，对于谐波控制，调谐TL1得到TL1+TL2＝λ/4。在中心频率f0处漏极宽带补偿电路(CCS)的电气长度约为λ/12。然后，将TL2应用于获得TL1+TL3+CCS＝λ/6。在D点，对于二次谐波，ZD为零，对于三次谐波，ZD为无穷大；同时，将晶体管封装模型嵌入到输出匹配电路中，以减小晶体管封装的寄生参数影响，从而提高输出匹配电路的精度。
[0048] 步骤S5：在栅极处并联相同结构的宽带补偿电路，通过调节优化，进一步提升工作带宽和效率，调节优化整体电路，使得在目标频带内得到最优的输出功率和效率。
[0049] 参见图6所示为本实用新型基于电容补偿结构的宽带混合式EF类功率放大器输出功率与效率的仿真结果图，所设计的功率放大器在1.6-2.6GHz的频段内，输出功率在40.4-41.3dBm范围内，且漏极效率在67-72％,展示出了良好的性能指标。
[0050] 以上实施例的说明只是用于帮助理解本实用新型的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以对本实用新型进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本实用新型权利要求的保护范围内。
[0051] 对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本实用新型。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
