[0025] 以下是本实用新型的具体实施例并结合附图，对本实用新型的技术方案作进一步的描述，但本实用新型并不限于这些实施例。
[0026] 针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中连续型功率放大器进行了深入的研究，申请人发现传统宽带连续型功率放大器的输出匹配电路的基波和谐波阻抗匹配只针对一个频段的中心频率，通过降低输出匹配电路的Q值来拓展带宽和提高效率，从而极大的抑制了功率放大器的效率提升。
[0027] 申请人通过理论分析发现，四分之波长开路线能够使任一频率在其并联节点上引入一个短路阻抗，从而使该频率下的阻抗不受后级电路的影响，阻抗完全由前级电路控制，并且阻抗位于Smith圆图的边缘。
[0028] 通过四分之波长开路线和前级电路将任一频率的阻抗控制在Smith圆图边缘，满足了连续型功率放大器的谐波阻抗要求。但是针对单个频点的谐波控制获得的带宽相对较窄，虽然可以通过降低匹配电路的Q值来拓展带宽，但是频段上其它频点的基波和谐波阻抗并未匹配在最优值，从而使得其它频点的效率相对较低。
[0029] 为了克服现有技术的缺陷，根据上述理论，参见图1，本实用新型设计了一种基于多级二次谐波控制的宽带连续型功率放大器，其输出匹配电路主要包括二次谐波控制网络和基波调谐网络，其中，二次谐波控制网络用于将n个频点的二次谐波阻抗匹配到最优值，基波调谐网络用于将n个频点的基波阻抗匹配到最优值。二次谐波控制网络共分为(n+1)/2级，二次谐波控制网络第1级到第(n+1)/2级分别包括:串联传输线TL1和并联开路传输线ST1、ST2，串联传输线TL2和并联开路传输线ST3、ST4，…，串联传输线TL(n+1)/2和并联开路传输线STn。二次谐波控制网络每一级中的并联开路传输线长度分别为n个频点的八分之一波长。串联传输线TL1、TL2、…、TL(n+1)/2依次串接，并联开路传输线ST1、ST2，ST3、ST4，…，STn-2、STn-1分别并联在两段串联传输线TL1、TL2，TL2、TL3，…，TL(n-1)/2、TL(n+1)/2的连接点上，并联开路传输线STn并联在串联传输线TL(n+1)/2的后端，基波调谐网络的一端连接在二次谐波控制网络的后端，另一端与终端负载相连接。
[0030] 本实用新型一种基于多级二次谐波控制的宽带连续型功率放大器通过以下步骤设计实现：
[0031] 步骤S1：
[0032] 确定连续型功率放大器的工作频段f1～fn，将整个频段等分为n个频点：f1，f2，…，fn-1，fn。其中，n为奇数，并且n大于等于3，根据实际带宽fn-f1来决定n的取值。
[0033] 确定功率放大器的偏置方式，使用负载牵引系统获得n个频点在封装参考面的基波和二次谐波阻抗最优值。
[0034] 步骤S2：
[0035] 根据负载牵引所得的封装参考面二次谐波阻抗最优值，按照从前到后的顺序，对二次谐波控制网络中的每一级电路进行设计，以下进一步详述每一级的设计过程。
[0036] 参见图1，对于第一级，并联开路传输线ST1、ST2的长度分别为2fn、2fn-1的四分之波长，A点对于这两个频点都是短路，后级的电路不会影响这两个频点的阻抗。若这两个频点在封装参考面P0的二次谐波阻抗最优值分别为Zin(2fn)，Zin(2fn-1)。则串联传输线TL1的特征阻抗ZTL1与长度LTL1可由
[0037] Zin(2fn)＝jZTL1tan(β2fn*LTL1) (1)
[0038] Zin(2fn-1)＝jZTL1tan(β2fn-1*LTL1) (2)
[0039] 计算。
[0040] 对于第二级，并联开路传输线ST3、ST4的长度分别为2fn-2、2fn-3的四分之波长，B点对于这两个频点都是短路，后级的电路不会影响这两个频点的阻抗，若串联传输线TL2的特征阻抗为ZTL2、长度为LTL2，则这两个频点在参考面P1处的阻抗为
[0041] ZP1(2fn-2)＝jZTL2tan(β2fn-2*LTL2) (3)
[0042] ZP1(2fn-3)＝jZTL2tan(β2fn-3*LTL2) (4)
[0043] 第一级对于这两个频点仍然有阻抗变换作用，若这两个频点在封装参考面P0的二次谐波阻抗最优值分别为Zin(2fn-2)、Zin(2fn-3)，第一级对2fn-2、2fn-3的阻抗变换为[0044]
[0045]
[0046]
[0047]
[0048]
[0049]
[0050] 由式(3)-(10)联合计算出并联开路传输线ST1、ST2的特征阻抗ZST1、ZST2以及串联传输线TL2的特征阻抗ZTL2与长度LTL2。
[0051] 使用同样的方法来计算第3级到第(n+1)/2级的电路参数，n个频点的二次谐波阻抗全部匹配到最优值后，后级的电路不会对它们产生影响。
[0052] 步骤S3：
[0053] 根据负载牵引所得的封装参考面基波阻抗最优值，对基波调谐网络进行设计，以下进一步详述基波调谐网络的设计过程。
[0054] 参见图1，通过二次谐波控制网络将封装参考面P0的基波阻抗最优值Zin变换成参考面P0’的基波阻抗最优值Zin’，在基波调谐网络中使用(n+1)/2段串并联传输线将参考面P0’的基波阻抗最优值Zin’匹配到终端负载ZL，(n+1)/2段串并联传输线的特征阻抗和长度共有n+1个电路参数。设二次谐波控制网络和基波调谐网络传输矩阵分别为
[0055]
[0056] 对于每一个频点都有
[0057]
[0058] 由式(11)、(12)共可以得到n个方程，通过n个方程来确定基波调谐网络的n+1个电路参数，从而将n个频点的基波阻抗全部匹配到最优值。
[0059] 步骤S4：
[0060] 设计功率放大器的输入匹配电路和偏置电路，将输入匹配电路，偏置电路，晶体管，输出匹配电路连接在一起，对整体电路进行调谐优化，最终得到完整的电路。
[0061] 在本实用新型一种优选实施方式中，通过具体的设计实例进一步详述上述技术方案的设计过程。选取目标频段为1.5GHz-2.3GHz，实际带宽为0.9GHz，为保证谐波阻抗的控制效果以及电路的尺寸合理，此设计取n＝5，将频段划分为1.5GHz、1.7GHz、1.9GHz、2.1GHz、2.3GHz共5个频点。与之相对应的二次谐波频点分别为3.0GHz、3.4GHz、3.8GHz、
4.2GHz、4.6GHz。
[0062] 为了获得封装参考面的基波和二次谐波阻抗最优值，本设计实例使用了ADS仿真系统中的基波、二次谐波负载牵引。参见图2，所示为5个频点基波、二次谐波阻抗的漏级效率与输出功率等高线，其中漏级效率为70％，输出功率为40dBm。参见图3，所示为5个频点的基波和二次谐波阻抗最优值。
[0063] 参见图4，根据划分的频点，二次谐波控制网络被分为三级，第一级包括串联传输线TL1和并联开路传输线ST1、ST2，第二级包括串联传输线TL2和并联开路传输线ST3、ST4，第三级包括串联传输线TL3和并联开路传输线ST5。基波调谐网络由3段串并联传输线TL4、TL5、ST6构成。并联开路传输线ST1、ST2、ST3、ST4、ST5的长度分别为4.6GHz、4.2GHz、3.8GHz、3.4GHz、3.0GHz的四分之波长。串联传输线TL1、TL2、TL3、TL4、TL5依次串接，并联开路传输线ST1、ST2并联在串联传输线TL1、TL2的连接点上，并联开路传输线ST3、ST4并联在串联传输线TL2、TL3的连接点上，并联开路传输线ST5、偏置电路并联在串联传输线TL3、TL4的连接点上，并联开路传输线ST6并联在串联传输线TL4、TL5的连接点上，串联传输线TL5后端连接隔直电容，隔直电容通过50欧姆串联传输线连接在终端负载上。
[0064] 通过本实用新型提出的一种基于多级二次谐波控制的宽带连续型功率放大器的设计方法，计算出所有串联传输线和并联开路传输线的电路参数，从而将5个频点的基波和二次谐波阻抗匹配到最优值。
[0065] 参见图5，所示为本设计实例中仿真测试的封装参考面基波和二次谐波阻抗，从中可以看出，由于5个频点的基波和二次谐波阻抗对5个频点间子频段的阻抗限制，在整个频段上基波和二次谐波阻抗随着频率一同变化，并且基波和二次谐波阻抗全部位于高效率阻抗区域。但是，需要指出的是，本方案的阻抗匹配原则是基于负载牵引，所以此方法所应用的宽带功放类型并不局限于此种阻抗。
[0066] 参见图6，所示为本设计实例中宽带连续型功率放大器的仿真结果，由于1.45GHz到2.35GHz的频带内基波和二次谐波阻抗都处于高效率区域，所以此功率放大器获得了大于70％以及大于40dBm的饱和漏级效率和输出功率，与传统的宽带连续型功率放大器相比具有明显的优势，验证了本实用新型的有效性。
[0067] 以上实施例的说明只是用于帮助理解本实用新型的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以对本实用新型进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本实用新型权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
