[0023] 以下是本实用新型的具体实施例并结合附图，对本实用新型的技术方案作进一步的描述，但本实用新型并不限于这些实施例。
[0024] 针对现有技术存在的问题，申请人对现有技术中传统F类功率放大器的结构进行了深入的研究，申请人通过理论分析发现，现有技术中传统F类功率放大器的输出匹配网络中是先进行二次谐波和三次谐波控制，再进行基波阻抗匹配，结构复杂且尺寸较大，不利于实现与多级放大器的级联与放大器的集成。
[0025] 针对传统输出匹配网络所带来的问题，申请人提出了一种基于优化的输出匹配结构的F类功率放大器，利用T型结构的基波匹配电路的开路短截线和开路短截线前面串联的微带线实现三次谐波控制，利用T型结构的基波匹配电路的开路短截线前串联的微带线的一部分和偏置电路实现二次谐波控制，在T型结构基波匹配的情况下，没有使用额外的结构，仅仅使用偏置电路和基波匹配电路就实现了二次谐波控制和三次谐波控制，使得输出匹配网络结构简化，缩小了尺寸。
[0026] 参见图2和图3，所示为本实用新型基于优化的输出匹配结构的 F类功率放大器结构示意图，包括晶体管、输出匹配网络、偏置电路、基波匹配电路、二次谐波控制电路、三次谐波控制电路，
[0027] 所述输出匹配网络一端与晶体管相连接，其另一端与终端负载相连接，用于将基波阻抗、二次谐波阻抗、三次谐波阻抗匹配到最优值；
[0028] 所述输出匹配网络包括偏置电路、基波匹配电路、二次谐波控制电路、三次谐波控制电路；
[0029] 所述基波匹配电路为T型匹配结构；
[0030] 所述基波匹配电路包括三次谐波控制电路与第五微带线TL5；
[0031] 所述三次谐波控制电路包括第一微带线TL1、第三微带线TL3与第四微带线TL4；
[0032] 所述二次谐波控制电路包括偏置电路和第一微带线TL1。
[0033] 参见图3，所示为输出匹配电路示意图，包括第一微带线TL1、第二微带线TL2、第三微带线TL3、第四微带线TL4和第五微带线TL5，其中，TL1、TL3和TL5为串联微带线，TL2和TL4为并联微带线。晶体管的漏极与第一微带线TL1的一端相连接；第一微带线TL1的一端和第二微带线TL2与第三微带线TL3的一端相连接；第三微带线TL3 的一端和第四微带线TL4与第五微带线TL5的一端相连接；第五微带线TL5的一端与输出负载相连接。第一微带线TL1和第二微带线TL2 共同控制二次谐波；第一微带线TL1、第三微带线TL3和第四微带线 TL4共同控制三次谐波；第一微带线TL1、第三微带线TL3、第四微带线TL4和第五微带线TL5共同进行基波阻抗匹配。
[0034] 对基波而言，并联微带线TL2的四分之一波长将其一端的短路阻抗变换为开路条件，所以微带线TL2不影响基波阻抗匹配。而第一微带线TL1、第三微带线TL3、第四微带线TL4和第五微带线TL5形成了一个T型结构，进行基波阻抗匹配。第四微带线TL4的一端为开路，对三次谐波而言，第四微带线TL4的 的长度是四分之一波长，经过阻抗变换，微带线TL4的另一端呈现三次谐波短路，所以第五微带线 TL5不会影响到三次谐波控制。对三次谐波而言，并联微带线TL2的四分之一波长将其一端的短路阻抗变换为开路条件，所以微带线TL2 不影响三次谐波控制。此外，由负载牵引技术得到的最佳三次谐波阻抗是纯电抗，所以仅由第一微带线TL1和第三微带线TL3就能将三次谐波阻抗从三次谐波短路匹配到最佳三次谐波阻抗。对二次谐波而言，并联微带线TL2的 的长度相当于二分之一波长，其一端短路，另一端依然短路，所以第三微带线TL3、第四微带线TL4和第五微带线TL5 不影响二次谐波控制。此外，由负载牵引技术得到的最佳而次谐波阻抗是纯电抗，所以仅由第一微带线TL1就能将二次谐波阻抗从二次谐波短路匹配到最佳二次谐波阻抗。至此，第一微带线TL1和第二微带线TL2共同控制了二次谐波；第一微带线TL1、第三微带线TL3和第四微带线TL4共同控制了三次谐波；第一微带线TL1、第三微带线TL3、第四微带线TL4和第五微带线TL5共同进行了基波阻抗匹配，实现了F类功率放大器。
[0035] 本实用新型基于优化的输出匹配结构的F类功率放大器通过以下步骤设计实现：
[0036] 步骤S1：设计基波匹配电路和三次谐波控制。利用传统的T型匹配结构，设置其T型匹配电路的开路短截线TL4的长度为 微带线TL1和微带线TL3的特征阻抗ZTL1＝ZTL3。微带线TL4的一端为开路，所以 的长度对三次谐波而言是四分之一波长，经过阻抗变换，微带线TL4的另一端呈现三次谐波短路。此外，三次谐波最佳阻抗是纯电抗，所以通过改变串联传输线TL1和串联传输线TL3的特征阻抗与总长度LTL1+LTL3就可实现三次谐波控制。串联传输线TL1和串联传输线TL3的特征阻抗与总长度LTL1+LTL3的关系可由[0037]
[0038] 表示。
[0039] 由负载牵引技术可知，在三次谐波阻抗在smith圆图上式一个很大的区域，所以式(1)的条件容易满足。在 与式(1)的条件下，在Smith圆图上将终端负载的50欧姆匹配到由负载牵引技术所得的最佳基波阻抗Zin(f0)，参见图4。得到微带线TL1和微带线TL3的特征阻抗ZTL1以及它的总长度(LTL1+LTL3)，微带线TL4和微带线TL5 的特征阻抗ZTL4、ZTL5和长度LTL5。
[0040] 微带线TL1和TL3将三次谐波阻抗从短路匹配到由负载牵引技术所得的最佳三次谐波阻抗。微带线TL1、微带线TL3、微带线TL4和微带线TL5将基波阻抗从50欧姆匹配到由负载牵引技术所得的最佳基波负载阻抗。
[0041] 步骤S2：设计二次谐波控制电路。设置并联微带线TL2的长度为 并联微带线的一端短路。对基波而言，并联微带线TL2 的四分之一波长将其一端的短路阻抗变换为开路条件，所以微带线 TL2不影响基波阻抗匹配。对三次谐波而言，并联微带线TL2的的长度相当于四分之一波长，将其一端的短路阻抗变换为开路条件，所以微带线TL2也不影响三次谐波控制。对二次谐波而言，并联微带线 TL2的 的长度相当于二分之一波长，其一端短路，另一端依然短路。此外，二次谐波最佳阻抗是纯电抗，所以通过改变微带线TL2的位置就可实现二次谐波控制。串联传输线TL1的长度LTL1与串联传输线 TL3的长度LTL3可由[0042]
[0043] LTL3＝(LTL1+LTL3)‑LTL1 (3)
[0044] 计算。
[0045] 微带线TL1将二次谐波阻抗从短路匹配到由负载牵引技术所得的最佳二次谐波阻抗。
[0046] 步骤S3：设计功率放大器的输入匹配电路和偏置电路，将输入匹配网络，偏置电路，晶体管，输出匹配网络连接在一起，对整体电路进行调谐优化，最终得到完整的电路。
[0047] 仿真实验中，为了获得最佳基波阻抗、最佳二次谐波阻抗和最佳三次谐波阻抗，本实用新型使用了ADS仿真系统中的基波、二次谐波和三次谐波负载牵引。参见图5，所示为1.9GHz频率下的基波阻抗、二次谐波阻抗和三次谐波阻抗的漏极效率和输出功率等高线，其中漏极效率为70％，输出功率为40dBm。
[0048] 参见图6，所示为本实用新型中仿真测试的输出匹配网络的基波、二次谐波和三次谐波阻抗，从中可以看出在1.5～2.4GHz的工作频带内，基波、二次谐波和三次谐波阻抗随着频率一同变化，并且基波、二次谐波和三次谐波阻抗全部位于高效率阻抗区域。但是，需要指出的是，本方案的阻抗匹配原则是基于负载牵引，所以此方法所应用的宽带功放类型并不局限于此种阻抗。
[0049] 参见图7，所示为本实用新型基于优化的输出匹配结构的F类功率放大器的增益、输出功率和效率仿真结果图，在1.5～2.4GHz的工作频带内，饱和输出功率为39.8dBm～42.7dBm，增益为9.8dB～12.7dB，且漏极效率在69.2％～80.9％之间,与本实用新型所阐述的设计方法相符合。
[0050] 以上实施例的说明只是用于帮助理解本实用新型的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以对本实用新型进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本实用新型权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
